功率计

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功率计范文第1篇

【关键词】 脉冲光纤维激光器 光功率计 创新与研究

随着科技的不断改革与创新，带来的不仅是焕然一新的世界，还有各种质量与性能双保障的高科技工具，在科学的演变的历史长河中，由传统的激光器转变为光纤维激光器，其工作效率比原来增加了几万倍或者更多。光纤维激光器类型包括连续光纤维激光器和脉冲光纤维激光器，本文以激光器的演变过程为出发点，详细的了解脉冲光纤维激光器的工作原理，把握脉冲光纤维激光器光功率计发展方向并进行现状分析和探讨。

1 激光器的演变过程和光纤维激光器的发展历程

（1）最早出现的是稀土光纤维激光器，他在美国的实验室出生，从1961年到1973年实验者又将石英光纤维应用于激光器，以低损耗为发展目的。经过十年磨练，石英光纤维激光器和半导体光纤维激光器的发展日益成熟，被逐步带入实际应用中，这两种激光器可以称为光纤维激光器的先驱，为其发展提供了技术基础。（2）20世纪80年代稀土光纤维激光器研究迈出了崭新的一步，1985年在英国实验室诞生了掺Er3+光纤，这意味着化学技术与光纤维激光器的完美融合。这些历史性的进步都可以证明光纤维市场有着很好的发展前途，光纤维的发展也带领光通信技术迈向新的阶梯。（3）连续光纤维激光器有传统的单包层光纤维激光器改进为双包层光纤维激光器，单包层光纤维最大的缺点就是输出功率低，输出效能弱。外包层技术的应用更好地解决了单包层光纤维的低功率缺陷，更有利于激光在包层中的折射与传输。（4）脉冲光纤维激光器的前身是单脉冲光纤维激光器，单脉冲光纤维激光器能量和峰值都比较低，应用价值不高，在研究中将调Q光纤激光器应用于单脉冲光纤维激光器，将其功率和峰值都提高了一个档次，但在实际应用中还是无法实现全光纤聚集，于是锁模光纤维激光器诞生，它的产生为高效能和高峰值提供了条件。（输出峰值功率=脉冲能量/脉宽平均功率=脉冲能量X重频平均功率=峰值功率X脉宽X重频）。

2 光纤维激光器的工作原理

光纤维激光器在输出功率和光束质量上都比传统的激光器有优越性，输出效率高是最值得一提的优点，同时保质保量，在外形上，光纤维激光器的体积较小，对于部分构造要求较低。

光纤维激光器是以光纤作为激光器的激光介质光学器件，不同类型的稀土粒子带来不一样的效果，其根本作用是在激光束的激光作用下，不同的稀土离子对应产生不同波长的激光。在激光的全过程中首先，激光经反光镜1到达光纤芯，光线心中含有稀土离子，受到激发的稀土离子跃迁在经过一系列的变化，有高能级转化为低能级并释放出能量，然后经过反射镜2，最后形成输出激光束。

锁模脉冲光纤激光器是由锁模调制器件、增益介质、谐振腔、泵浦源、和激光输出五个部分构成的。在构造原理中，增益介质，谐振腔，泵浦源和激光输出与一般的光纤维激光器相比大致相同，在锁模光纤维激光器中锁模调制器件是中心构造也是发挥其特殊性能的主要构造。其中锁模调制器可分为两种，被动与主动锁模调制器，两种调制器的工作原理也是不同的，被动锁模调制器利用的是脉冲自身的光强度，多呈现窄脉宽，主动锁模调制器利用的是外部元件，其显现宽脉宽，被动与主动锁模调制器的区别是能否实现全光纤聚集。

3 以提升脉冲光纤维激光器功率为主要研究方向

（1）光纤芯面积与激光器光率存在正相关。在传统光纤维激光器的开发中，未来弥补其性能的不足，一般制定光纤芯的面积，为了保证其输出功率的稳定性，规定光纤芯尺寸在25m以内。这种方法注定不能发展长远，期间对于激光器的光纤芯进行过多种实验与结果对比，都不太尽如人意，直到2008年，提出CCC fiber，这是历史性的一步，代表着光纤维激光器的输出稳定性和高性能完美融合，高功率激光器的时代到来了。（2）能量密度的增大是功率的提升的动力。增大能量密度主要手段有两种，其一增大能量输入，不改变其输入端面积；其二减少输入端面积，也可以采用增加增益粒子的数量为选择。（3）泵浦功率是提升激光器功率的保证。在选择光纤维激光器泵浦功能的原则上，经过实验研究表明，在光纤维输入端输入光强度增大的同时输出效能也随着提高。泵浦源和谐振腔的共同协助工作为激光器的功率提高提供一个坚实的保障，放大器的功能也不容小嘘。（4）调Q光纤激光器的开关时间。调Q光纤维激光器大致有两种类型，包括被动和主动激光器，之所以称为调Q光纤维激光器是因为其工作原理以控制谐振腔的Q值为主要途径。处于提升功率主导位置的是调Q光纤维激光器的开关时间，开关时间越短，提升功率速度越快，越能实现高功率激光器。（5）锁模方式的实现和应用。锁模脉冲光纤维激光器的研究是在调Q激光器的基础上实现的，相比较于一般的脉冲激光器，锁模激光器的独家秘密是锁模调制器，在提高输出功率和输出时间的持续性方面都有突出优越性。锁模调制器的主要功能是将光线长度和重复频率的关系进行倒置，形成反比。

4 结语

光纤维激光器在科学技术的不断发展的推动下以进步者的姿态持续的激进，势必会在不同行业发挥其最大的功能特性。脉冲光纤维激光器的输出功率可大到几万甚至到达兆，如此客观的输出功率，脉冲光纤维的利用程度会被大大提升的。

参考文献：

[1]高林柱.大功率光纤激光器研究进展[J].中国激光，2012（08）.

功率计范文第2篇

关键词：霍尔元件；发电机；输出功率；交流磁场源

引言

霍尔电流、电压传感器是近十几年发展起来的测量电流、电压的新一代工业用电量传感器，是一种新型的高性能电气检测元件。电网中，越来越多的负载采用电源变换器供电，用普通的功率计测量这类电能有点困难。例如发电机运行用的频率变换器就是把直流电压变换成频率自由选择的交流电压。根据电机的频率周期的变化，重复频率可以高达20kHz，脉冲宽度在1～50微秒范围内。虽然电机的电流是连续的，但是由于电机是感性负载，故电机的电压是由许多高频脉冲电压组成的[5]。因此用普通的功率计不能测量脉宽调制的高频脉冲电压的有效值，必须采用霍尔效应元件的电流测量法。因为位于控制侧的霍尔效应元件具有把两个高频脉冲电量相乘的功能，只要再配上一定的放大器电路就能把结果显示出来[2]。

1 基本原理

图1 系统基本组成框图

图1为霍尔式发电机功率测量系统基本原理框图[3]。螺线管产生的磁场强度为：

B=KbIL （1）

霍尔元件的输出电压为：

UH=KH Ic B （2）

把（1）式代入（2） 式得：

UH=KbKHILIcB （3）

电机两端电压为：

UL=KL Ic （4）

则：Ic=UL/RL （5）

将（5）式代入（3）式得：

UH=KbKH/RLULILB （6）

由（6）式得出：霍尔元件测得的输出电压UH与电机输出的功率ULIL成线性关系，从而实现负载消耗功率的测量。那么在正弦交流电路中，电压电流相量分别为UL，IL，它们之间相位差为？渍，则：

Ic=KlULmsinwt （7）

在负载上的电流为：

iLm=ILmsin（wt+f） （8）

其则在线圈上产生的垂直于霍尔元件的磁感应强度B 可表示为：

B=Kl ILmsin（wt+f） （9）

代入式（2）得：

UH=KULmILmcos？渍-KULmILmcos（2？棕t+？渍）非 （10）

对上式求其平均值，得：

UH=KULmILmcos？渍=KP（11）

其中，K=KHKLKB，P=UIcosf为功率。因此只要测出了UH就可以计算出负载功率P。以上介绍的为一相的功率测量方法， 对于三相电路， 只需用三个和图1相同的电路进行分别测量， 然后求三个测量值的和即可[1]。

2 测量系统设计

文章设计的功率测量系统主要以霍尔转换器和AT89S51为核心将电路中的电压电流乘积即电路消耗的电功率转化为霍尔元件的电势形式，通过测量霍尔元件的霍尔电势得到电路的电功率值，经过放大滤波、A/D转换等电路处理后，经单片机AT89551根据不同时段价格计算出所用电量并送到LCD上显示。系统包括霍尔元件传感器装置、微处理器、信号调理电路、A/D转换电路、LCD显示电路等[4]。

单片机AT89C51在整个系统中将采集的A/D转换结果送入I/O口存储，通过对采集的数字信号进行计算出功率，并将结果送到LCD模块显示。单片机最小系统如图3所示。

图3 单片机AT89C51最小系统

图4 二阶有源低通滤波器

信号调理电路由前置放大电路、低通滤波器、一阶同相放大器组成，如图4、5所示。图6为LCD显示电路，液晶显示模块采用EPSON点阵式EA-D20040模块。图7所示为A/D转换电路，文章采用美信ICL7135转换器芯片。

3 结束语

文章介绍的功率测量电路可用于测量变换器供电电机的功率消耗。由于这类工作电压不是正弦波，而是脉宽调制的高频矩形脉冲，所以这种电路必须适用于最小脉宽为1微秒的电压，或者说最高脉冲重复频率是500kHz。电压的波形无关紧要，只要它的谐波低于2.5MHz。由于感应电流的存在，电流的频率不是很高，而且应该是正弦的。当电流频率高于1kHz时，本设计选用的测量传感器仍可以正常工作。由于它的最大峰值电流为33A，测量电压可以高达350V（峰-峰值），所以可以测量测量的功率高达2900W。当用于三相电源时，这个值相当于电机的功率为5000W[6]。通过实验数据的处理以及误差分析，验证了本设计的合理性。

参考文献

[1]郭东栋.智能功率测量仪的设计[J].电子测试，2007（9）.

[2]雷磊，等.霍尔式数字电度表的设计与实现[J].技术交流与应用，2011.

[3]胡媛媛，等.交变磁场测量系统数值仿真分析[J].仪表技术与传感器，2003.

[4]仁杰.8098单片机在发电机输出功率测量中的应用[J].四川水力发电，2000.

[5]杨冠城.电力系统自动装置原理[M].中国电力出版社，2007.

功率计范文第3篇

数字电视地面广播技术采用数字压缩技术，在同样清晰度和音质情况下，用户可以接收的节目数量提高4～6倍。同一信道中，可同时传输附加数据和其他信息，且抗干扰能力强，覆盖区域内近场和远场的接收效果几乎相同，因此，数字电视受到了广泛的关注。

欧美一些国家对数字电视技术的研究较为深入，已研制出了性能完善的数字电视信号发射机。我国数字电视技术的研究起步相对较晚，还处在实验阶段。为降低成本，数字电视发射机的国产化是我国广播电视行业发展的必然趋势。

    功率放大器是数字电视发射机中的重要组成部分。通常情况下，数字电视发射机中的信号经COFDM方式调制后输出中频模拟信号，通过上变频送入放大部分。该调制方式包括IFFT（8M）和IFFT（2M）两种模式，分别由6817和1705个载波组成。每个载波之间的频率间隔非常近，所以交调信号很容易落在频带内，引起交调失真。数字电视的发射机较传统类型，在线性度、稳定性等方面有着更高的要求。对发射机中的功率放大器要求必须工作在较高的线性状态下，增益稳定。

发射系统的放大部分分为激励和主放大电路。其中激励部分为宽带功率放大器，为确保地面数字电视传输的正常稳定，需要具有良好的稳定性和可靠性，其工作频段在470MHz～860MHz，工作状态为AB类；要求增益大于10dB，交调抑制小于－35dB，噪声功率密度大于130dBc／Hz。本文采用最新的LDMOS FET器件，及平衡放大电路结构?熏设计数字电视发射机中的驱动级功率放大器，经过优化和调试，满足系统要求。

图2 输入匹配网络拓扑图

1 功率放大器设计

1．1功率放大器的放大芯片选型

本文采用摩托罗拉LDMOS FET器件MRF373作为功放的放大芯片。该芯片在线性、增益和输出能力上相对于BJT器件有较大的提升，使发射机的可靠性和可维护性大大提高。与传统的分米波双极型功放管相比，LDMOS FET具有以下显著优点：

·可以在高驻波比（VSWR＝10：1）情况下工作；

·增益高（典型值13dB）；

·饱和曲线平滑，有利于模拟和数字电视射频信号放大；

·可以承受大的过驱动功率，特别适用于DVB－T中COFDM调制的多载波信号；

·偏置电路简单，无需复杂的带正温度补偿的有源低阻抗偏置电路。

图3 输出匹配网络拓扑图

    LDMOS制造工艺结合了BPT和砷化镓工艺。与标准MOS工艺不同的是，在器件封装上，LDMOS没有采用BeO氧化铍隔离层，而是直接硬接在衬底上，导热性能得到改善，提高了器件的耐高温性，大大延长了器件寿命。由于LDMOS管的负温效应，其漏电流在受热时自动均流，而不会象双极型管的正温度效应在收集极电流局部形成热点，从而管子不易损坏。所以LDMOS管大大加强了负载失配和过激励的承受能力。同样由于LDMOS管的自动均流作用，其输入－输出特性曲线在1dB压缩点（大信号运用的饱和区段）下弯较缓，所以动态范围变宽，有利于模拟和数字电视射频信号放大。LDMOS在小信号放大时近似线性，几乎没有交调失真，很大程度简化了校正电路。MOS器件的直流栅极电流几乎为零，偏置电路简单，无需复杂的带正温度补偿的有源低阻抗偏置电路。

1．2 电路结构选择及比较

小信号S参数可以用于甲类放大器的设计，也就是要求信号的放大基本限制在晶体管的线性区域。然而，涉及到大功率放大器时，由于放大器工作在非线性区，所以小信号通常近似无效。此时必须求得晶体管的大信号S参数或阻抗，以得到合理的设计效果。

一般说来，甲类工作状态失真系数最小，具有良好的线性度。但是在大功率应用情况下，由于甲类工作状态的效率低（50％）而不适用。采用甲乙类推挽放大器的电路形式，可以得到与甲类放大器相近的线性指标。

推挽电路形式由两个独立且无任何内部连接的单管放大器构成，通过两个巴伦进行功率的矢量分配与合成。由于巴伦本身具有变阻的特点，因此大大降低了变阻比带来的阻抗匹配的困难，且巴伦对于偶次谐波具有很好的抑制作用。但是由于巴伦两边间隔过小，两路相互影响较大，所以应用巴伦结构的放大器稳定性较差，且该电路的输入和输出驻波比较差。

本文采用平衡放大器的形式，结构如图1所示。其工作原理与巴伦结构的电路相似，但是由于3dB电桥的应用，使得两路射频信号之间隔离较好，有利于两个端口的匹配。相对于单管放大器结构，其优点如表1。

表1 平衡放大器与单管放大器特性比较

特   性平衡放大器单管放大器输入输出反射好较差噪声特性较好较差长期稳定性好较差元件离散性对放大电路影响

较小较大

1．3 匹配网络设计

由于MRF373没有提供内匹配，所以要在放大电路中构建匹配网络。数字电视反射系统中的放大电路工作在470MHz～860MHz，需要在宽频带范围内实现阻抗匹配。宽带放大器匹配电路设计的基本思想是：在放大器的输入输出及级间都采用电抗匹配网络进行多级阻抗变换。该网络只起匹配作用，不额外损耗功率，可以保证最大的传输系数，对器件特性起均衡作用，并可以满足系统所需要的带宽要求。

使用器件的IV曲线或者通过输出功率、工作电压等参数可以确定负载RL。为使输出功率最大，用RL表示器件的内部漏极负载，以此作为输出匹配电路的目标。如果一个网络对一个复阻抗有最佳匹配，则网络的输出阻抗等于负载阻抗的复数共轭值。现在的负载阻抗是纯实数RL，所以最佳输出匹配电路反映到器件漏极负载的阻抗是RL的复数共轭值，即：

RL＝（VDD－VDS（sat））2／2P

其中VDD是工作电压，VDS（sat）是拐点电压，P是输出功率。

根据上式可以算出，MRF373的RL大约为6Ω。

本文中的放大电路采用分离元件和分布参数元件混合使用的方法。由于电感比电容有更高的热损耗，所以在此类电路中通常避免使用电感，而使用高阻抗的传输线代替。混合类型的匹配网络通常包括几段串连的传输线以及间隔配置的并联电容。该放大器的输入匹配部分采用了四节连阻抗变换，输出匹配采用五节连阻抗变换的混合电路形式。输入、输出匹配网络拓扑图如图2、图3所示。

2 电路优化与仿真结果

由于数字电视发射系统要求放大电路必须工作在线性放大状态，可以用小信号S参数法分析。借助器件厂商提供的小信号S参数文件，可以用ADS对整个电路进行小信号S参数仿真，得到小信号增益、端口匹配、隔离及稳定因子K。表2为MRF373在（Vce＝26V、Ic＝500mA）下的S参数。

表2 MRF373在（Vce=26V Ic=500mA）下的S参数

f/GHz

S11

S21

S12

S22

0.5

0.824<-160°

5.02<59°

0.029<-21°

0.627<-143°

0.7

0.851<-168°

3.27<44°

0.023<-30°

0.706<-151°

0.9

0.875<-173°

2.29<32°

0.017<-35°

0.768<-159°

1.0

0.885<-176°

1.95<27°

0.015<-34°

0.793<-162°

用ADS进行电路仿真并不能达到设计要求，需在此基础上进行电路优化。当只有小信号S参数作为模型来设计功率放大器时，电路优化的步骤一般为：首先尽可能以RL（相对最大输出功率的负载电阻）匹配为目标，优化和确定输出匹配电路元件值；然后再优化输入匹配电路的元件值，改善增益和输入匹配电路。需要注意的是：在优化前，必须得到尽可能完整的输出电路模型，然后在工作频率下对其优化，达到与RL的最佳匹配。图4为放大电路的仿真结果，图5为电路最终优化结果。

功率计范文第4篇

关键词：无功功率；功率因数；无功补偿技术

中图分类号：TM46文献标识码：A文章编号：1009-2374（2009）07-0110-02

一、无功功率和功率因数的定义

（一）有功功率和无功功率

在交流电路中，由电源供给负载的电功率有两种：一种是有功功率，一种是无功功率。有功功率是保持用电设备正常运行所需的电功率，也就是将电能转换为机械能、光能、热能等的电功率。无功功率比较抽象，它是用于电路内电场与磁场的交换，并用来在电气设备中建立和维持磁场的电功率。它不对外做功，但是只要有电磁线圈的电气设备，就要消耗无功功率。

（二）功率因数

电网中的电力负荷如电动机、变压器等，属于既有电阻又有电感的电感性负载。电感性负载的电压和电流的相量间存在着一个相位差，这个相位差（Φ）的余弦叫做功率因数，用符号cosΦ表示，在数值上功率因数是有功功率和视在功率的比值，即cosΦ=P/S。功率因数反映了电源输出的视在功率被有效利用的程度，我们希望的是功率因数越大越好。只有把电路中的无功功率降到最小，才能将视在功率大部分用来供给有功功率，改善供电效率。

二、无功功率的产生和作用

（一）无功功率的产生

在具有电感或电容的电路中，在每半个周期内，电感（或电容）把电源能量变成磁场（或电场）能量贮存起来，然后再把贮存的磁场（或电场）能量释放返回给电源。这种情况下只是进行能量的交换，并没有真正消耗能量，我们把这个交换的功率值称为无功功率。正因为如此，无功功率比较抽象，它在电路中来回流动。尽管无功功率说明一个元件的平均功率为零，但它代表了在电感或电容中储存及释放磁场能量或电场能量所需要的真实功率。电力网中，在电源、电感元件和电容元件之间发生能量的交换。与无功功率相关的能量是储存的电感性及电容性能量之和。

（二）无功功率的作用

无功功率决不是无用功率，它的用处很大。电动机需要建立和维持旋转磁场，使转子转动，从而带动机械运动，电动机的转子磁场就是靠从电源取得无功功率建立的。变压器也同样需要无功功率，才能使变压器的一次线圈产生磁场，在二次线圈感应出电压。因此，没有无功功率，电动机就不会转动，变压器也不能变压，交流接触器不会吸合。

三、无功功率的危害

尽管无功功率说明一个元件的平均功率为零，但它代表了在电感或电容中储存及释放磁场能量或电场能量所需要的真实功率。电力系统中某些点之间由于无功功率不断来回地交换引起发电、输电及供配电设备上的电压损耗及功率损失。由于电力系统的效率及电压调整十分重要，因此无功功率在电力系统的传输是头等重要的。

无功功率的增加，会导致电流增大和视在功率增加，从而使发电机、变压器及其他电气设备容量和导线容量增加，也降低了发电机的有功功率的输出，降低了输变电设备的供电能力。无功功率的增加，使总电流增大，因而使设备及线路的损耗增加，这是显而易见的。无功功率的增加，使线路及变压器的电压降增大，如果是冲击性无功功率负载，还会使电压产生剧烈波动，使供电质量严重降低。

无功功率还造成了低功率因数运行和电压下降，使电气设备容量得不到充分发挥。所以我们要尽量减小无功功率的影响：（1）大量的电感性设备，如异步电动机、感应电炉、交流电焊机等设备是无功功率的主要消耗者。所以要改善异步电动机的功率因数就要防止电动机的空载运行并尽可能提高负载率；（2）变压器消耗的无功功率一般约为其额定容量的10%～15%，它的空载无功功率约为满载时的1/3。因而，为了改善电力系统和企业的功率因数，变压器不应空载运行或长期处于低负载运行状态；（3）供电电压超出规定范围也会对功率因数造成很大的影响。当供电电压高于额定值的10%时，由于磁路饱和的影响，无功功率将增长得很快，所以应当采取措施使电力系统的供电电压尽可能保持稳定。

当然，上述这些措施只是从一定程度上减小了无功功率的危害，如果要从根本上减小无功功率的影响，改善功率因数的话，我们需要引入无功功率补偿技术。

四、无功功率补偿

（一）无功功率的补偿原理

设补偿后无功功率为Qc,使电源输送的无功功率减少为Q’=Q-Qc,功率因数由cosΦ提高到cosΦ’,视在功率S减少到S’,视在功率的减小可相应减小供电线路的截面和变压器的容量，降低供用电设备的投资。

可知，采用无功补偿措施后，因为通过电力网无功功率的减少，降低了电力网中的电压损耗，提高了用户的电压质量。由于越靠近线路末端，线路的电抗X越大，因此越靠近线路末端装设无功补偿装置效果越好。

（二）无功补偿的作用

1．提高电网及负载的功率因数，降低设备所需容量，减少不必要的损耗；

2．稳定电网电压，提高电网质量，而在长距离输电线路中安装合适的无功补偿装置可提高系统的稳定性及输电能力；

3．在三相负载不平衡的场合，可对三相视在功率起到平衡作用。

（三）低压网无功补偿的一般方法

低压无功补偿我们通常采用的方法主要有三种：随机补偿、随器补偿、跟踪补偿。下面简单介绍这三种补偿方式的适用范围及使用该种补偿方式的优缺点：

1．随机补偿。随机补偿就是将低压电容器组与电动机并接，通过控制、保护装置与电机，同时投切。随机补偿适用于补偿电动机的无功消耗，以补偿磁无功为主，此种方式可较好地限制农网无功峰荷。

随机补偿的优点是：用电设备运行时，无功补偿投入，用电设备停运时，补偿设备也退出，而且不需频繁调整补偿容量。具有投资少、占位小、安装容易、配置方便灵活、维护简单、事故率低等特点。

2．随器补偿。随器补偿是指将低压电容器通过低压保险接在配电变压器二次侧，以补偿配电变压器空载无功的补偿方式。配变在轻载或空载时的无功负荷主要是变压器的空载励磁无功，配变空载无功是农网无功负荷的主要部分，对于轻负载的配变而言，这部分损耗占供电量的比例很大，从而导致电费单价的增加，不利于电费的同网同价。

随器补偿的优点是：接线简单、维护管理方便、能有效地补偿配变空载无功，限制农网无功基荷，使该部分无功就地平衡，从而提高配变利用率，降低无功网损，具有较高的经济性，是目前补偿无功最有效的手段之一。

3．跟踪补偿。跟踪补偿是指以无功补偿投切装置作为控制保护装置，将低压电容器组补偿在大用户0.4kv母线上的补偿方式。适用于100kVA以上的专用配变用户，可以替代随机、随器两种补偿方式，补偿效果好。

跟踪补偿的优点是：运行方式灵活，运行维护工作量小，比前两种补偿方式寿命相对延长、运行更可靠。但缺点是控制保护装置复杂、首期投资相对较大。但当这三种补偿方式的经济性接近时，应优先选用跟踪补偿方式。

五、结论

本文简单讨论了无功功率的定义、产生，分析了无功功率的作用及危害，并从原理上分析了无功补偿技术，探讨了几种低压无功补偿技术的优缺点。本文对于了解无功功率以及进行无功补偿具有一定的指导意义。

参考文献

[1]陈允平，等．基于任意周期电压电流的无功功率定义及其数学模型[J]．中国电机工程学报，2006，26（4）．

[2]吴捷，等．交流异步电动机无功功率补偿的技术探讨[J]．云南电力技术，2007，35（4）．

功率计范文第5篇

弄清了实际值与额定值的联系与区别后，怎样根据用电器的额定值来求解其实际值呢？我们来看下面几个例子.

例1一只“220 V 40 W”的白炽灯，把它接到220 V的家庭电路中，其实际功率为多少？

分析把该灯直接接到220 V的家庭电路中，则该灯两端的实际电压就是220 V，刚好等于其额定电压，此时灯泡正常发光，它的实际功率就等于它的额定功率40 W.

例2两只“220 V 40 W”的白炽灯串联后，接到220 V的家庭电路中，电路消耗的总功率是多少？

分析两只灯泡串联，串联分压，电阻大的用电器分的电压更多，而现在的两只灯泡规格相同，所以平分电源电压，即每只灯泡两端的实际电压都为110 V.它们的实际电压都比额定电压小，两灯都比正常发光更暗，它们的实际功率都比额定功率40 W更小，其实际功率为多大呢？

解因为U实1=U实2=12U总=12×220=110 V,

R1=R2=U2额P额=220240=1210 Ω,

所以P实1=P实2=U2实R=11021210=10 W,

P总=P实1+P实2=10+10=20 W.

类似的问题如教科版九年级物理上册教材第89页例题：“有一只2.5 V 0.3 A的小灯泡，当其两端的实际电压为2 V时，其实际功率为多少？当其两端的实际电压为3 V时，其实际功率又为多少？”此题的解法与上题解题过程相同：

1.先由额定值求出其灯丝电阻值：

R=U额I额=2.50.3=253 Ω;

2.再根据实际电压求出其实际功率：

P实1=U2实1 R=2225/3=0.48 W,

P实2=U2实2 R=3225/3=1.08 W.

当然，我们在做上述例题时，有一个细节不知大家注意到没有.比如在例2中我们先由额定值求出其灯丝电阻值

R1=R2=U2额P额=220240=1210 Ω，

很明显，公式中我们代入的是灯泡的额定电压220 V和额定功率40 W，所以计算出来的电阻就是灯泡正常发光时的额定电阻.

而P实1=P实2=U2实R=11021210=10 W的计算中，由于电压值代入的是实际电压110 V，所以按道理，电阻值也应该代入这个时候(电压为110 V)的电阻，而我们依然代入灯泡的额定电阻1210 Ω，问题是灯泡在220 V的电压下正常发光时(温度约为2400 ℃左右)的电阻与灯泡在110V的电压下工作(亮度明显更暗，灯丝温度明显低得多)时的电阻会相同吗？很明显，由于灯丝温度变化太大，灯丝电阻变化肯定较大(110 V时的灯丝电阻更小)，而我们在计算时，不管灯泡是否正常发光，再亮还是再暗，都认为灯丝电阻始终不变，这其实是一个近似条件.正是因为近似地认为实际电阻与额定电阻相等这个桥梁纽带的作用，才把实际值与额定值联系起来.如果不是认为灯丝电阻不变，则实际值与额定值没有任何联系，也就无法由额定值来求出实际值了.

通过上述例子，我们不难总结出用电器的额定值的作用.即题目中给出的“220 V 40 W”或“2.5 V 0.3 A”等额定值，其作用有两个：(1)当用电器正常工作时，额定值可以代入任何公式中；(2)当用电器不能正常工作时，额定值的唯一作用就是求其电阻.如已知“220 V 40 W”，则

R=U2额P额=220240=1210 Ω，

已知“2.5 V 0.3 A”，则

R=U额I额=2.50.3=253 Ω，

且求出其灯丝电阻之后，其电阻值认为是始终不变的.

我们再进一步分析，

因为R额=U2额P额，R实=U2实P实，

所以U2额P额=U2实P实，

即P实 =U2实U2额•P额=(U实U额)2•P额.

也就是说，若实际电压是额定电压的12，则实际功率是额定功率的12的12(即14)；若实际电压是额定电压的13，则实际功率是额定功率的19，以此类推.运用这种方法我们就可以很快地解决相关的填空题和选择题.我们再来看上述例题1：由于两灯串联且规格相同，所以串联分压且平分电源电压，每只灯泡两端的实际电压均为110 V，其实际电压110 V为额定电压220 V的12，则其实际功率是额定功率40 W的14，即实际功率为10 W；再如一只“6 V 3 W”的矿灯，若其两端的实际电压为3 V，则我们很快就知道其实际功率为0.75 W.

当然，如果实际电压与额定电压之间没有明显的倍数关系，我们就只能从额定值中来求出其电阻值了.

例3一只“3 V 1 W”小灯泡L1和一只“6 V 2 W”的小灯泡L2串联后接到6 V的电路中，求两只灯泡的实际功率分别是多少？

分析由于两只都不能正常发光，所以它们的额定值的唯一作用就是求出其电阻值，再求出电路中的电流，最后计算出它们的实际功率.

(1)先由额定值分别求出灯丝电阻：

R1=U2额1P额1=321=9 Ω;

R2=U2额2P额2=622=18 Ω；

R总=R1+R2=9+18=27 Ω；

(2)再求出电路中的电流：

I实1=I实2=U总R总=627 A;

(3)最后求出它们的实际功率：

P实1=I2实1•R1=(627)2•9≈0.44 W;