功率放大电路
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功率放大电路范文第1篇
随着我国对北斗卫星通信产业的进一步投入和推广，北斗用户机作为北斗导航系统的重要组成部分引起了广泛关注[1]。功率放大器是北斗用户机中必不可少的一部分，其性能的好坏直接影响到北斗用户机的性能，因此其电路结构和芯片的选型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、输出功率高、线性度良好、低成本、高可靠性等优点[2]，因此成为功率放大器设计的首选器件。然而LDMOS的静态电流会随着温度变化而变化，这对功率放大器的增益、饱和输出功率等参数都有很大影响，在高温环境下，这些参数的变化甚至会导致功率放大芯片损坏，因此设计一种针对LDMOS的温度补偿电路对功率放大器的性能至关重要。
1功率放大器设计
在北斗用户机的功率放大器的应用中，功率放大芯片的选取非常重要，除了要求功放芯片在北斗频率上能够达到要求的功率外，还有考虑最大容许工作电流、最大耗散功率、芯片的结温度等因素[3]，并且要留有足够的余量。本设计在北斗频率上要求最大输出功率在10W以上，工作温度大于75℃，经过比较，最终选取HMC308和HMC454为驱动芯片，以英飞凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作为功率放大芯片设计一款北斗用户机功率放大器。合适的静态工作点不仅能保证芯片的正常工作，还会影响功率放大器的最佳匹配负载、效率等参数[3]，因此选择正确的静态工作点是设计电路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置电路中栅极电压为2.5V左右，漏极经过一个四分之一波长线接+28V，常温下功率放大器工作的静态电流为150mA。为了向负载传输最大功率，需要在电路中加入匹配网络，使得负载阻抗等于信号源阻抗的共轭，此外，匹配网络还决定着放大器的驻波比、功率增益、1dB压缩点等指标是否满足设计要求。在PTFA220121Mdatasheet中读取出在1616MHz处的输入输出阻抗，利用ADS软件对芯片做输入输出匹配电路，使得功率放大器的功放管工作在趋近饱和区[4]。由于在北斗频点上采用微带线做匹配电路，电路的面积会非常大，所以电路的匹配采用集总器件做匹配电路.对电路PCB进行加工并测试得到其小信号增益为42dB左右，饱和输出功率在10W以上。在高低温箱内放置两个功率放大器，以20℃为步进，测试每个功率放大器在-45℃～75℃时的特性，使功率放大器在每个温度下保持30分钟后，测得两个功率放大器PTFA220121M的静态电流分别为I1、I2，饱和输出功率分别为P1、P2，画出四个参数随温度变化的曲线，如图1所示。分析数据可知，随着温度的升高，功率放大器的静态电流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃内的工作点具有正温度系数，得出温度对功率放大器的饱和输出功率一致性有很大影响。在测试过程中，在没有加激励的情况下，当温度升高到75℃时，功率放大器加电瞬间芯片损坏。功放芯片的结温度和工作环境温度及芯片本身的功耗有关，当温度升高时，芯片的静态电流增加，使得芯片的功耗增加，这两个因素同时增大使得芯片的结温度超过其能承受的最大温度，故而损坏，而北斗用户机实际的工作温度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高温下的静态电流来保护芯片。为了保证功率放大器各性能的稳定，在功放芯片的偏置电路中加上温度补偿电路，使栅极电压随温度的升高而降低[5]，保证芯片的静态电流在各个温度下的恒定，从而提高功率放大器性能的一致性。
2温度补偿电路设计
功率放大芯片在工作点附近通常具有正的温度特性，即在一定的栅压下，当工作温度升高时其静态电流升高，当工作温度降低时静态电流降低[6]。由图1的实验结果可知，工作温度的升高使得最大输出功率的波动很大，本设计通过在偏置电路加一个电压补偿网络实现温度的补偿[7]。温度补偿电路采用了温度传感器LMT84，封装大小为2.4mm*2.2mm，其输出电压随着温度的升高而降低。将LMT84的输出端与PTFA220121M的栅极经过电阻相连，通过分析实验数据来分配电阻值，使得温度升高时栅极电压下降，计算得到静态电流下降的幅度正好抵消静态电流增加的幅度，从而保证芯片的静态电流不随温度变化。对两个功率放大器做如下处理：在PTFA220121M栅极和地之间接上屏蔽电缆，在非接地电缆的另一端接电位器。将它们放入高低温箱内，温度设定为-45℃～75℃，每20℃一个步进，功率放大器在每个温度下存储30分钟，测试各个温度下PTFA220121M的静态电流。通过调节电位器的阻值使得PTFA220121M的静态电流在各个温度下保持在150mA，用万用表测试出对应温度下栅极的电压，温度补偿电路如图3所示，PTFA220121M栅极电流为1uA，为了使芯片栅极电压的波动对A点电压影响足够小，选取电阻时保证流过R1的电流I1为50uA左右。LMT84的最大输出电流为50uA，I2取值为40uA。根据叠加定理，电路中各器件之间的关系满足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2为图2直线中0℃和20℃对应的电压值，UB1、UB2为LMT84工作曲线中的0℃和20℃对应的电压值，计算出各个电阻值，取标称值为：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。电路设计时要求温度不变时UA1的变化范围为ΔV=±10mV，供电电压为U，为了求出补偿电路中所选电阻和电源芯片输出电压的精度，对等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V处对R1、R2、R3、R4、U求偏导数，计算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由计算结果可知，R1的变化对UA1的影响最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的贴片电阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的变化对UA1的影响很小，对其精度几乎没有什么要求。电路中供电芯片选用的是LDO，其输出电压精度在±1%，满足设计要求。最后确定电阻值为：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。
3实验结果和数据分析
加入温度补偿电路的功率放大器实物如图4所示，其中每个芯片和改进前功率放大器用的芯片都属于同一批次，常温下对功率放大器进行测试，输入1616MHz信号，功率大约为0dBm，测试得静态电流为150mA，加电200ms测试出功率放大器的最大电流为650mA左右，最大输出功率10W以上。将两个功率放大器放在高低温箱内，按照以20℃为步进、每个温度下存储30分钟的方法测试-40℃～75℃下的静态电流，得出静态电流I11、I22和饱和输出功率P11、P22随温度变化曲线如图5所示，可以看出同一个功率放大器在不同温度下的静态电流变化很小，饱和输出功率的一致性也有明显改善，并且功放芯片没有损坏现象4小结本温度补偿电路设计简单，易于实现。将改进后的功率放大器用在北斗用户机中，经大量测试显示，加入温度补偿电路后，温度在-40℃～75℃时，功率放大芯片的静态电流基本一致，增益均在40dB以上，饱和输出功率均大于10W。这说明，该温度补偿电路对功率放大器在不同温度下的静态电流有很好的补偿作用，从而成功避免了因温度变化而导致芯片损坏情况的发生。
参考文献
[1]陈淡,郑应航.基于蓝牙技术的北斗终端通信模块的设计[J].现代电子技术,2013(23):16-18.
[2]崔庆虎,刘平.基站功率放大器的设计与仿真[J].电视技术,2012(17):82-85
[3]杨树坤,李俊,唐剑平等.LDMOS微波功放器设计[J].电子与封装,2014(4):18-21.
[4]韩红波,郝跃,冯辉等.LDMOS线性微波功率放大器设计[J].电子器件,2007(2):444-449.
[5]BELLANTONIJohn.BiastechniquesforGaNandpHEMTdepletionmodedevices[EB/OL].[2014-06-17]./appliations/defense/gan-products.
[6]耿志卿,曹盼,陈湘国等.一种应用于功率放大器的高精度温度补偿电路设计[J].现代电子技术,2015(3):137-140.
功率放大电路范文第2篇
引言
现有的很多小信号放大电路都是由晶体管或MOS管的放大电路构成，其功率有限，不能把电路的功率做得很大。随着现代逆变技术的逐步成熟，尤其是SPWM逆变技术，使信号波形能够很好地在输出端重现，并且可以做到高电压，大电流，大功率。SPWM技术的实现方法有两种，一种是采用模拟集成电路完成正弦调制波与三角波载波的比较，产生SPWM信号；另一种是采用数字方法。随着应用的深入和集成技术的发展，已商品化的专用集成电路（ASIC）和专用单片机（8X196/MC/MD/MH）以及DSP，可以使控制电路结构简化，集成度高。由于数字芯片一般价格比较高，所以在此采用模拟集成电路。主电路采用全桥逆变结构，SPWM波的产生采用UC3637双PWM控制芯片，并采用美国IR公司推出的高压浮动驱动集成模块IR2110，从而减小了装置的体积，降低了成本，提高了系统的可靠性。经本电路放大后，信号可达3kV，并保持了良好的输出波形。
图1
1 UC3637的原理与基本功能
UC3637的原理框图如图1所示。其内部包含有一个三角波振荡器，误差放大器，两个PWM比较器，输出控制门，逐个脉冲限流比较器等。
UC3637可单电源或双电源工作，工作电压范围±（2.5～20）V，特别有利于双极性调制；双路PWM信号，图腾柱输出，供出或吸收电流能力100mA；逐个脉冲限流；内藏线性良好的恒幅三角波振荡器；欠压封锁；有温度补偿；2.5V阈值控制。
UC3637最具特色的是三角波振荡器，三角波产生电路如图2所示。三角波参数按式（1）及式（2）计算。
Is=[（+VTH）-（-Vs）]/RT （1）
f=Is/{2CT[(+VTH)-(-VTH)]} （2）
式中：VTH为三角波峰值的转折（阈值）电压；
Vs为电源电压；
RT为定时电阻；
CT为定时电容；
Is为恒流充电电流；
f为振荡频率。C3637具有一个高速、带宽为1MHz、输出低阻抗的误差放大器，既可以作为一般的快速运放，亦可作为反馈补偿运放。UC3637实现其主要功能的就是两个PWM比较器，实现电路如图3所示。其他还有如欠压封锁，2.5V阈值控制等功能，这些功能在应用电路中也给予实现。
2 IR2110的结构与应用
IR2110的内部功能框图如图4所示。它由三个部分组成：逻辑输入，电平平移及输出保护。IR2110具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达600V，在15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3Vcc，即功率器件的栅极驱动电压）电压范围10～20V；逻辑电源电压范围（脚9VDD）3.3～20V，可方便地与TTL或CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5V的偏移量；工作频率高，可达100kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。
下面分析高压侧悬浮驱动的自举原理。
IR2110用于驱动半桥的电路如图5所示。图中C1及VD1分别为自举电容和二极管，C2为Vcc的滤波电容。假定在S1关断期间C1已充到足够的电压（Vc1≈Vcc）。当脚10（HIN）为高电平时VM1开通，VM2关断，Vc1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1和S1栅极－发射极电容Cge1放电，Cge1被充电。此时Vc1可等效为一个电压源。当脚10（HIN）为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1，VM2迅速释放，S1关断。经短暂的死区时间（td）之后，脚12（LIN）为高电平,S2开通，Vcc经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。如此循环反复。
图4
IR2110的不足是保护功能不够及其自身不具有负偏压。为此，给它外加了一个负偏压电路，具体见图6。
3 应用UC3637和IR2110构成控制驱动电路
图6是IR2110构成的驱动电路。由图6可见用两片IR2110可以驱动一个逆变全桥电路，它们可以共用同一个驱动电源而不须隔离，使驱动电路极其简化。IR2110本身不能产生负偏压。由驱动电路可见本电路在每个桥臂各加了负偏压电路，以左半部为例，其工作过程如下：VDD上电后通过R1给C1充电，并在VW1的钳位下形成＋5.1V电压Vc1，当IR2110的脚1（LO）输出为高电平时，下管有（VDD－5.1）V的驱动电压，同时在下管关断时下管的栅源之间形成一个－5.1V的偏压；下管开通同时脚1（LO）输出高电平通过Rg2，R2开通MOSFET让C3进行充电;当IR2110的脚7（HO）输出为高电平时，由C3放电提供上管开通电流，同时给C2充电并由VW2钳位＋5.1V，下管关断时Vc2即形成负偏压。为了只用IR2110的保护功能，把脚11（SD）端接地。
图7是用UC3637产生PWM波的电路。由图7可知，这是一个开环小信号放大电路，因为，小信号的电压幅值相对三角波幅值过低，所以，小信号先经过UC3637本身的Error运算放大器进行放大，使其幅值约等于三角波的幅值。本电路没有利用UC3637做死区，而是单独作了一个死区延时。然后把放大的信号直接和三角波进行比较，分别在UC3637的脚4及脚7输出反相的SPWM波，经过死区延时电路、滤杂波电路、隔离电路送到IR2110驱动芯片。
图6
设计电路应注意以下问题：
1）UC3637的RT和CT要适当选择，避免RT上的电流过大，损坏片子；
2）驱动电路中C2值要远远大于上管的栅源极之间的极间电容值；
图7
3）IR2110的自举元件电容的选择取决于开关频率，VDD及功率MOSFET的栅源极的充电需要，二极管的耐压值必须高于峰值电压，其功耗应尽可能小并能快速恢复；4）IR2110的驱动脉冲上升沿取决于Rg，Rg值不能过大以免使其驱动脉冲的上升沿不陡，但也不能使驱动均值电流过大以免损坏IR2110；
5）当PWM产生电路是模拟电路时可以直接把信号接到IR2110；当用采数字信号时要考虑隔离；
6）注意直流偏磁问题。
4 实验结果
由一个信号发生器模拟输入，UC3637产生63kHz的三角波，直流母线电压是220V。本电路分别在假性负载和压电陶瓷负载下做实验，输出端输出很好的放大信号。
图8是在实验室做单频正弦输入信号上下功率MOSFET的驱动波形，图9是逆变桥的输出。图10也是输出波形（时间参数变化），图11是M=0.1时带假性负载的负载波形。
真正的信号是一个随机的信号，负载是一个压电换声器，本电路在M?1.0，变压器变比为1∶7时，能使小信号放大到峰值3.2kV，输出有效值能到680V，放大信号失真很小，满足技术要求。由于高压示波器没有接口，而未能把负载两端的波形拍出来。
5 结语
1）UC3637采用为数不多的集成电路，就可构成一个完整的逆变控制电路，控制电路简单、实用，硬件投资不高，使用证明性能稳定，可靠；
9、10和11图
功率放大电路范文第3篇
关键词：数字幅频均衡 FPGA 功率放大器 前置放大 带阻滤波器
中图分类号： TN914.3 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2015）05-0000-00
声音在电子设备拾取时或在音响设备传送中，由于电子设备自身的原因而导致幅度对频率的响应往往不同，经放大器输出后达不到原来的听觉效果，数字均衡放大器是用来改善音频频率响应的设备。本文设计实现了一种高性能的数字幅频均衡功率放大器，具有高增益、高带宽和高效率等优点。
1 系统方案
本系统的设计核心是数字幅频均衡模块和功率放大模块。采用FPGA器件来实现参数可调数字滤波器的设计，FPGA器件具有研发周期短、运行速度快、参数精确可调等优点；为了提升系统稳定性，减少资源消耗，本设计采用多周期模式来实现FIR滤波算法算法；采用D类功率放大器实现功率放大。系统的构成框图如图1所示，包括前置放大电路、带阻网络、数模转换电路、FIR数字滤波、数模转换电路和 D 类功率放大器。
2 电路与数字处理算法设计
2.1 前置放大电路设计
一般音频输入信号的电压有效值小于10mV，此时噪声对信号的影响很大。对其噪声消除是本放大器的重点。在降低噪声影响主要采取三方面措施：第一，在该放大器前加上一级低噪声射随电路，保证输入阻抗比较大，对小信号进行一级预处理；第二，在电路中加了多个滤波网络，降低电源噪声影响；第三，运放选用低噪声运放NE5534和OPA2604。第一级以射随，第二级和第三级采用反相放大方式，第二级放大20倍，第三级放大约40倍，信号总共放大为820倍。为了保证输出阻抗600Ω，在输出端串联600Ω的电阻。电路如图2所示。
2.2 功率放大电路设计
对数字均衡后的输出信号进行功率放大采用的是D类功率放大器，由四个部分组成：三角波发生、比较电路、驱动电路和末级功率放大电路。首先使用积分器对信号进行积分，并通过比较器得到三角波，与输入信号通过比较器进行比较得到调制波形。功率放大的核心电路是驱动电路和末级功率放大电路。由于IR2110兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，故采用IR2110来驱动末级功率场效应管；由于IRF3205具有开关速率快，导通电阻低的特点，适合于高效率，高开关频率的功率放大，故采用IRF3205作为末级功率管使用，电路如图3。
2.3 数字幅频均衡器设计
采用CYCLONE系列EP1C6Q240C8芯片的FPGA作为数字幅频均衡的核心处理器件，外扩A/D选用TI公司16位高精度模数转换器ADS850，外扩D/A选用TI公司16位数模转换器DAC712。为了减少电路的复杂性提高采样和输出精度，结合采样速率（根据奈奎斯特采样定理，采样速率应为输入信号最高频率的 2 倍以上），A/D采样速率应选用40KHz以上，而为了在一个信号周期内采样更多个点，就必须采用高速A/D，高精度模数转换器ADS8505，其输入电压范围为-10V～10V，数据转换速率最高250kHz，内置参考电压源。为了使输入阻抗达到600Ω，在模数电路前置由OPA277构成的射随电路，射随的正相端并联600Ω电阻；数模转换器DAC712，其输出电压范围为-10V～10V，其输出速率最高100kHz，内置参考电压源。为了让输出波形（20Hz～20kHz）平滑，输出接三阶无源 RC 滤波器，截止频率设为25kHz。数字幅频均衡器电路框图如图4。
2.4 数字处理算法设计
因有限脉冲响应（FIR）滤波器比较容易实现线性相位特性，故数字滤波器选用FIR滤波器。实现FIR滤波器算法的基本单元包括存储单元、乘法单元、加法器和延迟单元等。存储单元用于存储滤波器的系数，可以通过仿真软件MATLAB的FDATOOL来生成系数。由于需要比较稳定的幅频特性，在此采用更加稳定的FIR滤波器。由于带阻网络的极点距离比较近，为了实现在不同的极点达到相应的均衡效果，需要设计高阶FIR滤波器，才能达到更高的频率分辨率。因为A/D采样速率在96kHz，这里设计了2045 阶FIR 滤波器，频谱分辨率为96kHz/2045=46.9Hz，能够满足实际需要。为了在不同频段达到不同的补偿滤波效果，需要采用频率采样的设计方法来设计FIR滤波器，设计重点在于计算出FIR滤波器的系数。
3 软件程序设计
均衡器设计的工作流程如图5所示：
FPGA程序设计流图6所示，FPGA提供A/D采集时钟和D/A输出时钟控制，同时使用IP核配置2045阶FIR数字滤波器模块，并在程序中配置好与A/D和D/A的接口控制，从而输出相应的均衡后的波形。
4 测试方法与测试结果
测试仪器：ENF2212函数发生器、四位半数字万用表、TDS2000C型200MHz数字存储示波器。
功率放大电路测试方法：正负电源电压V+=15V，V- =- 15V，接8Ω负载，接入前置放大、带阻网络、数字均衡。通过示波器观察功率放大器末级输出电压幅度，并在电路中串联接入两台四位半万用表（电流档），观察正负电源的电流值，同时观察波形有无明显失真。通过电压幅度和电流值得到其输出功率值，并计算此时的电源功耗，两者的比值即为功率放大器的效率值。在此计算出输出功率和电源功耗值，供参考。计算数据如表1。
波形失真观察：在低频20Hz处有轻微失真。
分析：在低频20Hz有失真，是由于前级三角波发生电路的线性度不高，造成调制后的SPWM波形不纯正，导致经过末级功率放大器后输出波形失真。
5 结语
本幅频均衡功率放大器采用FPGA作为核心处理器件，能有效降低干扰对输入信号的影响，测试表明各项参数均满足系统要求，系统整体性能良好。
参考文献
功率放大电路范文第4篇
关键词：Ku波段 脉冲 功率放大器
中图分类号：TN722.11 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2015）04-0132-01
1 引言
目前，微波固态功率放大器被广泛应用于各种雷达、卫星等各种民用和军用领域，是整个无线通信系统中不可缺少的一个组成部分。随着微波电路的广泛应用和不断发展，人们所能涉及到的频率正不断向更高的范围延伸，所以对Ku波段中大功率固态功率放大器的设计和研制具有重大的意义。
2 设计过程
2.1 主要技术指标
（1）输入连续波信号功率：大于13dBm；（2）频率范围：12.XX±0.1GHz；（3） 微波信号为脉冲调制方式；（4）峰值输出功率不小于20W；（5）提供电源为14.8V±0.6V直流。
2.2 方案设计
根据给定的技术指标，先把微波功率放大器的框图画出，如图1所示。微波功率放大器由四部分组成：微波开关、脉冲功放、脉冲形成电路以及电源模块组成。
微波开关：将输入的连续波信号进行脉冲调制。
脉冲形成电路：输出所需要的TTL脉冲。
电源模块：为微波功放以及微波开关分别供电。其中还包括漏控电路，电压调整电路和正负电保护电路。
脉冲功放：将频率源送来的13dBm的信号放大到脉冲功率大于等于20W输出。
经过搜索多个公司的产品，决定末级使用15W的微波功率砷化镓场效应管。增益为6dB，1dB压缩点输出功率为42dBm。因为在所使用的频段内，15W的输出已经是目前砷化镓产品中输出功率最大的了。要达到技术要求的峰值功率20W，我们需要引入功率分配/合成网络，通过2个15W功放管功率合成来达到目标值。具体的电路增益分配图如图2所示。
2.3 功率分配/合成器的设计
微带功率分配/合成器选用了威尔金森功率分配器作为功分与合成网络，可以根据理论公式算出R=2Z0=100Ω，Z02= Z03=Z0=70.7Ω。在ADS软件中先建立电路模型，进行仿真优化。随后在momentum二维场中再进行优化，得到如图3所示的结构。仿真结果：S21、S31
3 实测结果
整个放大器联调时，在未做任何调试时，中心频率的输出功率只有10W左右，未达到输出20W的要求。经过对偏置电路、功分合成网络、放大器输入输出匹配等调试后，达到需要的指标。用峰值功率计的探头以及30分贝衰减器测试 “信号输出” 端口的功率。
4 结语
本课题设计了一个Ku波段20W脉冲功率放大器，选用了威尔金森功率分配器作为功率分配/合成网络，仿真和实际测试结果相吻合，满足技术指标要求。
参考文献
[1]雷振亚.射频/微波电路导论[M].西安：西安电子科技大学出版社，2005.
功率放大电路范文第5篇
关键词：接口 脉宽调制 前置放大 低通滤波
1 绪论
1.1 音频功率放大器的现状
进入21世纪以后，各种便携式的电子设备成为了电子设备的一种重要的发展趋势。从作为通信工具的手机，到作为娱乐设备的MP3播放器，已经成为差不多人人具备的便携式电子设备。陆续将要普及的还有便携式电视机，便携式DVD等等。所有这些便携式的电子设备的一个共同点，就是都有音频输出，也就是都需要有一个音频放大器；另一个特点就是它们都是电池供电的，都希望能够有较长的使用寿命。就是在这种需求的背景下，新型D类放大器被开发出来了。它的最大特点就是它能够在保持最低的失真情况下得到最高的效率。此音频功率放大器将被广泛应用于可携式产品、家庭AV设备、专业影音、汽车音响、平板电视、媒体播放器笔记本电脑和汽车音箱等多个领域。
音频放大器不只是在便携式的设备中需要，在大功率的电子设备中也需要。因为，功率越大，效率也就越重要。而随着人们的居住条件的改善，高保真音响设备和更高档的家庭影院也逐渐开始兴起。在这些设备中，往往需要几十瓦甚至几百瓦的音频功率。这时，低失真、高效率的音频放大器就成为其中的关键部件。
2 总体设计与分析
2.1 设计任务与基本要求
设计一个基于USB接口的音频功率放大器，功率放大器的电源电压是+5V（电路其他部分的电源电压不限），负载为8Ω电阻。
功率放大器：
（1）3dB通频带为300 ～3400Hz，输出正弦信号无明显失真。
（2）最大不失真输出功率≥1W。
（3）输入阻抗>10kΩ，电压放大倍数1 ～20连续可调。
（4）低频噪声电压（20kHz以下）≤10mV，在电压放大倍数为10、输入端对地交流短路时测量。
2.2 总体设计方案
根据设计任务的要求，本系统中的PWM调制器主要由三角波产生电路和比较器组成，设计采用的高速开关方式由驱动电路和H桥互补对称输出电路来实现，利用低通滤波器恢复原音频信号。
2.3 方案论证与比较
2.3.1 音频功放类型的选择
音频功率放大器设计的核心是功率放大部分，在音频功率放大器的市场上，存在多种功率放大器如A类、B类、AB类、D类放大器。
（1）A类放大器晶体管总是处于导通状态，晶体管会变得很热，大部分功率都浪费在了产生热量上。 B类放大器效率高于A类放大器，但存在相对较大的信号失真即会产生交越失真，会对声音的音质破坏严重。AB类放大器与B类放大器非常相似，虽然性能有所改善但AB类放大器的效率不如B类放大器高。
（2）新型D类放大器与上述放大器不同，它的两只晶体管不会在同一时刻导通，因此产生的热量很少，并且效率极高在理想情况下可达100%，而相比之下AB类放大器仅能达到78.5%，D类放大器的开关工作模式也减少了输出信号的失真，另外它可以通过所有音频带宽内（20Hz至20kHz）的信号，在所有频率上增益保持不变，同时总谐波失真不超过1%。
通过以上比较，D类放大器不仅大幅度减少了输出器件的功耗和减少了谐波失真，而且效率几乎能达到90-95%，故此类功率放大器最好的选择。
2.3.2 功率放大器实现电路的选择
功率放大器工作在开关状态下可以采用脉宽调制（PWM）模式，利用PWM能将音频输入信号转换为高频开关信号，再经过高速开关电路把输出的PWM信号变成高电压、大电流的大功率PWM信号，最后经过低通滤波电路还原成音频信号。
（1）脉宽调制器（PWM）
采用如图1所示方式实现。三角波及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活便于调试。若合理的选择器件参数，可使其在较低的电压下工作。
图1 原理方框图
（2）高速开关电路
① 输出方式确定。选用H桥型输出方式（如图2所示）。此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰-峰值可达10V，有效地提高了输出效率，能达到题目所有标要求，故选用此输出电路形式。
② 开关管的选择。为提高功率放大器的效率和输出效率，对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。选用VMOSFET管。VMOSFET管的驱动电路简单，具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故选用高速VMOSFET管。
（3）滤波器的选择
采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上的高频载波电压进一步得到衰减。
