跳频

前言：想要写出一篇令人眼前一亮的文章吗？我们特意为您整理了5篇跳频范文，相信会为您的写作带来帮助，发现更多的写作思路和灵感。

跳频范文第1篇

关键词:跳频通信 干扰问题

中图分类号: 文献标识码:A文章编号:1007-9416(2010)05-0000-00

1 引言

在通信对抗中,随着通信侦察和干扰技术的发展,定频通信系统容易暴露目标且易被截获。跳频通信中因为具其有良好的抗干扰、抗截获能力,因而在军事通信特别是战术通信方面得到了广泛的应用。由于通信与干扰的对抗性,跳频通信技术特别是高跳速跳频技术和差分跳频技术的发展对通信对抗构成了新的挑战,跳频通信干扰作为通信对抗的一个重要组成部分,其地位也必将随着跳频技术在军事领域的广泛应用而变得越来越重要。

2 跳频通信原理

跳频技术是用扩频码序列去进行频移键控,使载波频率不断跳变而扩展频谱的一种方法。跳频系统的频率合成器输出载波信号的频率是受跳频指令控制的。在时钟的作用下,跳频指令发生器不断地发出控制指令,频率合成器不断地改变其输出载波的频率。因此,从天线发送出去的就是跳频信号。通常,是利用伪随机发生器来产生跳频指令的,或者由软件编程来产生跳频指令。所以,跳频系统的关键部件是跳频器,更具体地,是能产生频谱纯度好、切换速度快的频率合成器和伪随机性好的跳频指令发生器。这里之所以采用伪随机码而非随机码,是为了接收端的同步。

3 跳频通信干扰的类型

通信干扰的目的是扰乱和破坏对方无线电通信的正常进行。根据干扰的作用,通信干扰分为欺骗性干扰和压制性干扰,压制性干扰是指发射足够强的干扰信号,使对方通信接收机难以或不能正常接受通信信息。压制性干扰是通信干扰的主要方式,鉴于跳频通信的广泛应用,对跳频通信最有效的干扰是以下三种:

(1)窄带频率瞄准式干扰。用于干扰单个信道的窄带干扰。窄带频率瞄准式干扰,先由引导接收机搜索截获并分析信号,然后选择最好的干涉样式启动发射机开始按照需要功率进行干扰,在某一个频率上施放长时间的大功率的干扰,即单频干扰。

(2)拦阻式干扰。用于干扰一个频段内多个信道的宽带干扰。拦阻式干扰,先进行线性扫频,然后根据扫到的频率范围,实施连续拦阻式干扰或者梳状拦阻式干扰。它按频率范围分为全频段和部分频段干扰。

采用全频带干扰时,FH系统的干扰处理增益为:

(式中:为跳频带宽;为信息带宽)。当 较大时,对跳频电台进行干扰必须付出很大的功率,可能达到难以接受的程度。所以全频段干扰不是一种理想的干扰方式,敌方一般也不会采用。

部分频段干扰时[3],设扰的频段占全频段的比例为α,在一定的跳速下,α值须大于某一个值时,干扰才是有效的。设 为接收到的信号功率,为接收到的干扰功率,可以得到干扰能达到的平均比特错误率为:

(3)频率跟踪瞄准式干扰。这种干扰方式是实时测量出跳变的频率,并且它结合了窄带频率瞄准式干扰和拦阻式干扰的优点,采取一种折中的方法,即也采用窄带干扰,避免了拦阻式干扰由于干扰功率分散在很宽的频段上而需要很高的干扰功率,由使用了全频段扫描,采用跟频干扰,提高了窄带频率瞄准式干扰的灵活性。

这些干扰方式和跳频通信的关系正像二人对弈时相互“出子”一样,当双方的“布子”落在时――频域棋盘内的同一小格时,则干扰有效。因此,跟踪跳频图案施放的干扰策略就是最佳的干扰跳频通信的策略了。目前第一种方式的干扰效率对于跳频通信效率比较低,特别对于一些跳频数目多的电台只有10%左右,达不到30%的干扰效果,第二种方式对于宽频带乃至全频段跳频的干扰效能比较低,目前第三种方式应用比较多。

4 跳频通信干扰的四个必要条件

(1)时域条件:由于频率跟踪瞄准式干扰是实时测量出跳变的频率,并在该频率上发射干扰信号,因为干扰设备反应时间和电波传播时间的影响,干扰信号的发射时间总是滞后于通信信号。根据实验[1],在信号频率的驻留时间(称信号驻留时间,一般认为它等于跳频码元宽度的90%)内,只要有50%的时间扰,就可以达到有效干扰。这就要求从干扰设备的引导接收机截获到信号,到干扰信号到达接收机的总延迟时间,必须不小于信号驻留时间的50%。对于500h/s的跳频信号大约为0.9ms(码元宽度为1/500秒即2ms,驻留时间为1.8ms,因此半数为0.9ms)。

(2)空域条件:是指跳频通信发信机、接收机以及干扰机所处的地理位置应该满足的数学关系。图1中的通信方为收、发信机,干扰机用来对通信的信号进行侦听、处理,然后以同样的载波频率施放干扰。为了有效地干扰跳频系统,在通信频率跳到新的频率之前,干扰机必须完成从侦听到施放干扰的全过程。

(3)频域条件:干扰频谱与跳频通信信号中携带信息的频谱相重合,这样,在频域就难以将二者分开。干扰机采用线性宽频带实时测出跳变频率,在进行处理前进行验证比对,看是否满足相等条件,满足则实施干扰信号发射,不满足则继续搜频。扰的信道数占跳频总信道数的比例与跳速和信号形式有关,但是,无论哪种跳速和信号形式,只要干扰了50%以上的信道,都可以达到有效干扰的目的。

(4)能域条件:一般情况下,干扰信号应具有压制敌方通信所需的干扰频率。实施干扰时我们一般需要对干扰功率进行估算,思路如下:

跳频范文第2篇

在卫星通信系统中，多频时分多址的帧结构中，会存在很多载波信道，这些载波会根据一定的规律被分成若干个时间帧，而每个时间帧还会被划分成一些时隙来实现卫星的正常通信。在这个过程中，每个载波进行通信的速率是各不相同的，通过这样的设计，能够让用户与业务在接入的过程中更加灵活，满足当前的实际需求，也在很大程度上提升了卫星信道的利用率。多频时分多址技术的另一个特点，是具备一个非常标准的时间基准，该指标在全网范围内都是统一的[1]。卫星在进行通信过程中，不可避免地会涉及到一系列的控制，如功率、频率以及定时等，这时，网内终端便会根据需求进行时隙跳变，从与之相对应的载波上实现突发通信的接收，而其他时间则固守“岗位”。因此，根据上述特点，多频时分多址技术能够很容易地与跳频技术相结合，从而实现卫星通信的抗干扰目的。

2自适应跳频技术

在现阶段的卫星通信系统中，比较常见的抗干扰方法主要是链路干扰，具体分为上行与下行2种；而以信号特点为基础则可以分为宽带、部分频带、多频连续波以及频率跟踪4种[2]。对以上干扰来说，自适应跳频技术都有比较良好的控制效果，能够有效地对干扰信号进行抑制与削弱。相比于常规跳频，自适应跳频增加了干扰检测装置，安装在系统的接收端，能够实现对信道质量的实时准确的评估，还可以通过自适应的方式，来实现干扰躲避。将自适应跳频技术应用到多频时分多址卫星通信系统中的过程中，一般要通过相应的检测技术，对信道的上行与下行链路进行质量评估，从而实现对干扰的有效识别，与此同时，自动选取最佳的躲避技术来降低干扰[3]。从多频时分多址的技术特点出发，可以通过定时基准来实现相应跳频图案的生成，并以此为基础，运用与之相对应的干扰检测技术，以实现对干扰频点的有效躲避。在进行跳频通信时，多频时分多址系统中所拥有的空间时隙会根据一定规律对空间站进行哑数据突发的实时发送，从而对系统中的帧结构与关键帧实现更有效的保护。

3卫星通信过程中干扰检测

想要实现自适应跳频，首先需要运用相应技术，对受干扰信道中干扰因素进行准确实时的估计，当前运用比较普遍的估计方法主要有FFT功率检测、信噪比判别以及误码特性等3种[4]。自适应跳频在通信过程中，其所运用的接收机可以对有效的频点利用以及定时等信息进行精确提取，因此，运用估计速度较快、估计结果较准确的FFT功率检测更合适。在特殊情况下，也可以运用另外2种方法对其进行辅助检测，以实现对不可用频点的有效识别。以自适应跳频卫星通信的主要特点为基础，在进行跳频通信时，干扰检测设备会对频带范围内所接收到的所有信噪比与功率进行分析与估计，进而得出与系统内各个频点相适应的干扰检测门限。设备在对数据进行接收的过程中，还会通过FFT对跳频带宽中不符合信号频点的所有功率进行快速准确的分析，从而实现对受干扰频点的确定。如果跳频的带宽相对较宽，或相应接收机没有足够的信息处理能力，也可以运用另一种方法进行受干扰频点的确定，即逐频带分析方法。需要注意的是，多频时分多址自适应跳频卫星通信系统在运行过程中，一般其解调器的配置不止一个，其原因在于这种配置方法可以实现大站与小站之间的有效组网，还能够在其接收能力内进行有效扩展[5]。在这个过程中，还能够实现对多载波中绝大多数突发数据的解调，利用自适应跳频技术进行通信时，能够通过多解调器系统中的其他解调器来实现对干扰的检测。

4自适应跳频对干扰的躲避

4.1自适应跳频干扰躲避方式

在自适应跳频中，想要实现干扰的自适应躲避，需要通过2种方式：（1）集中控制。这种控制方式主要指的是在干扰检测站中，装置干扰检测的相关设备，以此实时检测对应信道的状态，还可以将扰的频点下发，下发过程一般在控制或广播突发中[6]。如果入网终端对干扰频点的相关信息完成了接收，那么便可以在跳频频率中，对扰频点进行同步屏蔽，通过这种方式，能够在很大程度上提升干扰躲避效果。这种方式的特点在于，在干扰躲避过程中，不需要业务站的参与也能够对受干扰频点实现准确检测，另外，整个系统只需要一台抗干扰检测设备，在很大程度上节省成本的同时，运用能力更强的设备。（2）分布控制。这种方式主要指的是根据业务站的数量，将干扰检测设备划分成若干份，并将其有序分配到相应的业务站中，在其下行链路上进行干扰频点的检测。通过这种方式，业务站在对突发进行接收的过程中，还能够对下一个突发进行检测，主要是检测其发送与接收频点上的干扰信号，并以此为依据，对干扰进行躲避。该方法的实时性相对较强，如果干扰信号发生变化，该方法能够快速做出相关反应。

4.22种躲避方式的不足

以上2种方式主要适用于卫星通信过程中上行链路存在干扰的情况，但针对下行链路干扰的效果欠佳。运用集中控制方式进行检测，不能囊括其他区域业务站中存在于下行链路的主要干扰频点，另外，如果主站中的下行链路受到干扰，其他业务站也不能实现对扰频点的使用。运用分布式控制方式进行检测，可能会导致双方在通信过程中，对干扰的检测结果出现偏差，从而造成系统在躲避干扰的过程中出现丢帧现象。

4.3解决方法

为了解决上述不足，可以以分布式干扰检测为依托，提出一种与自适应跳频多频时分多址相适应的技术，实现对干扰的有效检测与躲避。在干扰技术中，对于网内的业务站，主要运用的是干扰检测设备与非主调节器进行相关检测，对其信道受干扰情况进行有效分析[7]。其可以在保留分布控制方式优势的同时，将准确的检测结果运用申请突发的方式，向主站进行发送，在主站收到突发以后，会运用与之相适应的方法对上行与下行干扰进行识别。如果识别出来的是上行干扰，则将扰频点进行下发处理，前提是要将其放在控制突发中，与此同时，整个网络终端都会在同一时间对扰频点进行评比；如果识别出来的是下行干扰，系统会对每一个相关站中受到干扰的频点进行记录，在进行信道资源分配的过程中，对每时隙的频点进行准确计算，之后以目的站中显示出来的扰频点进行时隙的调整与分配，从而实现对干扰的躲避。通过这种方式进行调整以后，能够对全网中的干扰进行全面系统的检测，并掌握干扰的分布状态，不仅具有较强的实时性，而且不会对其他区域中的业务站产生负面影响。

5结语

跳频范文第3篇

关键词：跳频; Turbo码; 交织器; 迭代译码

中图分类号：TN91434文献标识码：A文章编号：1004373X(2011)23006304

Design of Turbo Coder and Decoder in Frequencyhopping System

ZHANG Bifeng， GUO Ying， ZHANG Bo

(Telecommunication Engineering Institute, Air Force Engineering University, Xi’an 710077, China)

Abstract： A scheme of Turbo coder and decoder in special frequencyhopping system is introduced on the basis of introducing the principle of Turbo coder and decoder. The design, modeling and experiment process of the coder and decoder are discussed. The scheme used iterative decoder arithmetic of MAXLOGMAP. Simulation results show that using 6 times iteration for decoder can ensure the antijamming performance and the hardware implement calculation moderates. This method can be taken in project and has stated application value.

Keywords： frequencyhopping; Turbo codes; interleavers; iteration decoding

收稿日期：201107120引言

跳频系统具有良好的抗干扰特性，因此广泛应用于军事通信中。Turbo码具有接近Shannon限的性能［14］，但实验显示Turbo码的误比特率曲线或帧错率曲线存在“错误平层”现象。为了降低错误平层，人们根据输出位的错误特性给出了几种方法。文献［5］提出了跳频系统中Turbo码的译码算法，但算法较为复杂，难以高效地在工程中实现；罗常青等给出了跳频系统中Turbo码译码器的FPGA实现方案，具有一定的抗干扰效果［6］；文献［7］介绍了基本的Turbo码译码方法；文献［89］优化了基本的译码方法，使得译码算法得到了简化，但抗干扰性能有损失。本文针对以上不足，设计了一种Turbo码的编译码算法,在保证抗干扰性能的前提下，译码过程简单，方便工程应用。

1Turbo码编译码原理

1.1Turbo码编码原理

图1为Turbo编码器结构。信息位uk直接送入分量编码器1编码，产生校验位x1kp，而经过交织后的信息位u1k进入分量编码器2产生校验位x2kp，由于Turbo码是系统码，所以信息位直接输出产生xks，即xks等于uk。编码器每输入一个信息位，可产生三位输出，这三位输出复合在一起作为k时刻的信道码字。

图1Turbo码编码器基本结构1.2Turbo码译码原理

Turbo码译码器的基本结构如图2所示。它由两个分量译码器DEC1和DEC2串行级联组成，交织器与编码器中所使用的交织器相同，解交织器的作用与交织器的作用相反。每个译码器处理接收到的N长的输入序列，这个长度也是交织器大小。第一个译码器利用接收到的与第一个编码器有关的信道符号进行译码，然后把产生的N长的软信息送给第二个译码器。第二个译码器使用第一个译码器送来的信息和从信道接收到的与第二个编码器有关的信道符号进行译码，因此，它比第一个译码器有更多关于消息的信息。第二个译码器产生的外部信息再送给第一个译码器作为先验信息重新对接收到的信道符号进行译码，同样由于有了更多的关于消息的信息，可以使译码过程更精确。持续这样的过程就完成了Turbo码的迭代译码。

图2Turbo码迭代译码器的框图2Turbo编码的建模

Turbo码编码器最常用的结构如图3所示。

图3编码器结构图编码器采用两个分量编码器的并行级联方式。交织器为伪随机奇偶交织器。分量编码器1和分量编码器2采用同样的结构。删余模块交叉选择编码器1和编码器2输出的校验比特。

在设计中，Turbo码以每跳为对象进行编译码操作，预设Turbo码码长为一跳的数据长度，为800个符号，交织深度为800个符号。每个Turbo码符号为3 b。因此，可选编码效率为1/3,2/3,设计时选取2/3的这种码率较高的方案。所以Turbo编码器的输入为2 b，输出为3 b。

Turbo码编码的具体设计分为以下三个模块进行介绍。

2.1交织器的设计

伪随机交织是Turbo码的最佳性能交织器，交织映射没有规律，近乎随机。选择伪随机奇偶交织是为了在不降低性能的前提下，减弱编码器1与编码器2之间的相关性，简化编码器的结构，增加编码增益，并且奇数位置的符号映射后还在奇数位置，偶数位置的符号映射后还在偶数位置。

2.2分量编码器

编码器1和编码器2采用相同结构，使用约束长度为3 b、码率为2/3的递归系统卷积码，其功能框图如图4所示。

图4中，编码器的输出Code_bit1和Code_bit2为信息比特，Code_bit0为校验比特。基本特性从图5分量编码器的状态转移图中得到体现。

2.3删余操作

删余本质就是一个二选一的选择器，在奇数时刻，选择编码器1的输出，在偶数时刻，选择编码器2的输出。

图4分量编码器结构图5分量编码器状态转移图3Turbo译码器的设计

Turbo码译码的基本思想是将接收到的复杂长码译码成若干步，并通过迭代完成译码。Turbo译码器的三种算法分别为MAP算法、LOGMAP算法和MAXLOGMAP算法。从性能上说，MAP算法最好，LOGMAP次之，MAXLOGMAP最差。从计算复杂度上讲，MAXLOGMAP最简单，LOGMAP次之，MAP算法最复杂。综合考虑，实现时选择MAXLOGMAP算法［10］。

整个译码器采用并行算法，其功能框图如图6所示。

3.1解调软判决输出格式

定义解调输出数据格式如图7所示。

解调器的输出以跳为单位，每跳输出800(每跳的符号数)组数据，每组数据由8个7 b量化的有符号数组成，分别描述当前符号是0,1,2,…,7的对数概率,如：demout = ［-29;-33;-26;-17;-9;-4;0;-4;…］上式表示第1个符号为0的概率：M*e-29；为1的概率：M*e-33；…;为7的概率：M*e-4；…。其中M为常数，在解码运算中，关心的是概率值的相对大小，因此，常数M在解码运算中可以忽略。

图6Turbo译码器功能框图图7解调输出数据格式3.2对数路径度量值γ的计算

根据图5分量编码器状态转移图得知，从N时刻到N+1时刻，总共存在32条转移路径，每条路径都有相应的路径度量。

A译码器计算路径度量值γ时，编码时有删余操作，编码器输出的码字的奇数位置是分量编码器A的输出，偶数位置是分量编码器B的输出，因此，A译码器在计算γ时，只能利用奇数时刻的解调信息；相应地，B译码器只能利用偶数时刻的解调信息。A译码器在奇数时刻对γ的计算公式是GAMA=apr+demout，在偶数时刻对γ的计算公式是GAMA=apr。apr为起始状态对应的先验信息，apr值在首次迭代时初始化为0，在后续的迭代运算中，apr来自B译码器的输出。B译码器也是一样的，只不过它在偶数时刻采用A译码器奇数时刻的算法，在奇数时刻采用A译码器偶数时刻的算法。

3.3前向对数概率值α的计算

如图8为前向态转移示意图，在N时刻，每一个状态都有一个对应的α值，在N+1时刻，每一个状态都有四条到达路径，每条路径都有一个对应的γ值，把每条路径的出发状态对应的α值和路径对应的γ值相加，得到四个值，选出其中最大的一个，就是N时刻各个状态对应的α值。其中A译码器和B译码器的算法没有任何区别。

图8前向状态转移示意图3.4后向对数概率值β的计算

图9为后向状态转移示意图，在N时刻，每一个状态都有一个对应的β值，在N-1时刻，每一个状态都有四条出发路径，每条路径都有一个对应的γ值，把每条路径的出发状态对应的β值和路径对应的γ值相加，得到四个值，选出其中最大的一个，就是N-1时刻各个状态对应的β值。

图9后向状态转移示意图3.5对数似然概率LLR的计算

在N时刻，编码器存在8种可能的状态。输入确定信息符号C后，存在8种可能的路径，到达N+1时刻的8种状态。LLR的计算公式为：LLRC=MAX(αi+γi+βi)式中:i=0，1，2，…，7；LLRC表示从N到N+1时刻，信息符号为C的概率,C=0,1,2,3；αi为N时刻路径出发状态对应的前向对数概率；βi为N+1时刻路径到达状态对应的后向对数概率。

3.6先验信息APR的计算

从LLR中减去在γ计算中使用的APR值，就是本次迭代的APR值。A译码器输出的APR值经过交织后，送给B译码器，作为B译码器下次迭代的输入信息；B译码器输出的APR值经过解交织后，送给A译码器，作为A译码器下次迭代的输入信息。

3.7迭代次数的确定和判决输出

迭代停止准则分为硬判决准则和软判决准则两种。不论采用哪种准则，都会造成迭代次数动态变化，在设计中，硬件资源要按照可能的最高迭代次数来配置。

此外，译码器的输出选择硬判决输出，即输出A译码器的LLR值。

图10是从第1次迭代到第6次迭代译码器A的LLR输出结果图。

图10译码器多次迭代输出结果图从图10可以看出，随着迭代次数的增加，输出结果的变化越来越小，第6次迭代和5次迭代的结果差别已经很小，6次迭代后，译码器都能达到收敛状态。因此将迭代次数定为6次。

3.8Turbo译码器仿真结果

图11是某次迭代后，译码器A的对数似然概率LLR的输出结果。

图11译码器解码软输出图中，每一小格4个点，表示一个符号的4种可能取值(0，1，2，3)的对数概率，例如：第一格的信息表示该符号对应0的对数概率为0， 对应1的对数概率为-28，对应2的对数概率为-33，对应3的对数概率为-34。可以看出，该符号为0的概率最大，应判决为0。

4结语

本文通过对Turbo编译码原理的深入研究，设计了一种针对特定跳频系统的Turbo编译码方案。仿真表明，该方案可行性好，计算量适中，可作为一种工程应用的硬件实现方案。

参考文献

［1］COVER T, THOMAS J. Elements of information theory \[M\] . New York : Wiley Interscience, 1991.

［2］BERROU C, GLAVIEUX A, THITIMASJSHIMA P. Near Shannon limit errorcorrecting coding and decoding: turbocodes(1) \[C\]// Proc IEEE Int. Conf. Comm.. Switzerland: Geneva: IEEE, 1993: 10641070.

［3］BERROU C. Near optimum error correcting coding and decodingturbocodes \[J\]. IEEE Transactions on Communications, 1996, 44(10): 12611271.

［4］王新梅,肖国镇.纠错码［M］.西安:西安电子科技大学出版社,2001.

［5］KANG J H, STARK W E. Turbo codes for noncoherent FHSS with partial band interference \[J\]. IEEE Trans. on Communications, 1998, 46(11): 14511458.

［6］罗常青,安建平,沈业兵.跳频系统中Turbo码译码器的FPGA实现［J］.北京理工大学学报，2007,27(1):6367.

［7］COLAVOLPE G, GERRARI G, RAHELI R. Reducedstate BCJRtype algorithms \[J\]. IEEE J. Selected Areas in Commun., 2001, 19(5): 847858.

［8］FRANZ V, ANDERSON J B. Concatenated decoding with a reduced search BCJR algorithm \[J\]. IEEE J. Selected Areas in Commun., 1998, 16(2): 186195.

［9］许成谦,林雪红,陈嘉兴.Turbo码LogMAP译码算法的一种改进算法［J］.燕山大学学报,2002,26(4):286288.

［10］刘东华.Turbo码原理与应用技术［M］.北京:电子工业出版社,2004.

作者简介： 张碧锋男，1983年出生，陕西渭南人，硕士研究生。主要研究方向为通信信号处理。

跳频范文第4篇

关键词：超短波跳频；通信系统；信道均衡技术

1.超短波跳频通信系统

跳频通信是用二进制伪随机码序列去离散地控制射频载波震荡器的输出频率，使发射信号的频率随伪随机码得变化而跳变。跳频通信系统的原理图如图1所示。

跳频通信系统主要分为两个部分，一个是产生器，它是由伪随机码产生，另一个是合成器，它是由频率合成。在跳频通信系统中，频率合成器是非常关键的。在一个预定的频率集内，跳频通信系统发射机通过伪随机码序列对频率合成器的控制，使其发射频率能够随机地由一个跳到另一个。按照同样的顺序，收信机中的频率合成器进行跳变，产生一个本振频率，而这个本振频率也只与发射频率相差一个中频，本振频率经过混频后将会产生一个中频信号，这个中频信号的频率是固定的，其最后送到解调器解调，将传输的信息进行恢复。

与常规通信系统相比，跳频通信系统具有以下优点：（1）抗干扰能力强。跳频通信系统的抗干扰能力较强，但是这些抗干扰能力不是在什么情况下都具有，其是有一定条件限制的。（2）保密性强。超短波跳频通信系统一个显著特征就是其载波能够快速跳变，正是由于这一特征的存在，敌方要想截获信息就变得没有那么容易了。如果有一部分载波频率被截获，但是由于跳频图案的自身特性（伪随机性），敌方要想预测跳频系统要跳到哪里是非常困难的，因此，跳频通信系统具有很强的保密性，也就是说具有很强的安全性。（3）抗衰落能力。如果衰落信道的相关带宽较小，其小于跳变的频率间隔，并且跳频的驻留时间较短，那么抗衰落能力就会在跳频通信系统中充分体现出来。跳频抗衰落的原理如下：如果具有足够大的相邻跳变频差，而产生频率选择性衰落也比较特殊，是一种窄带现象，那么在同一时间内，频差大的频率产生较小的衰落概率，频率如果跳变到其他频率时，那么通信仍然可以继续进行。（4）抗多径的能力。假设到达接收机的信号有两条路径，一条是直射波，另一条是反射波，两者有共同的特性，即时延差，当折射波到达接收机时，如果接收机的频率已经跳到别的频率上，那么后到的折射波就不会扰了，因此实现了抗多径功能。

2. 超短波跳频通信系统的信道均衡技术

2.1无线信道

针对超短波通信而言，它并不是有线通信方式，相反是一种无线通信方式，但是正是由于其是一种无线通信方式使其在一定程度上对信道均衡方式的选择受到了影响。在移动通信中，超短波通信的发射机和接收机之间具有非常复杂的信号传播关系，从简单的视距传播向着复杂的障碍物传播，传播环境就是所有因素总和。一般而言，有三个因素会对信号强度的变化产生影响，这三个因素分别为：（1）路径传播衰落。这一因素就是指在空间传播中电磁波随着传播距离的变化造成的强度变化，与图2中的直线相对应；（2）大尺度衰落。一般情况下，多径数量和强度变化时常发生，并且造成这一变化的原因主要是由于地理环境的变化而造成的，与此同时，信号强度较长周期也产生了变化。由于大尺度衰落的影响，随着传播距离的增加，信号功率会不断减小，并且大尺度衰落会限制符号速率和传播范围；（3）小尺度衰落。决定这一因素的事物有很多，如多径复杂程度、移动台速度、接收机周围物体的运动速度以及信号带宽。

在无线信道中，在经过短时间传播后，小尺度衰落的快速衰落会在很大程度上影响移动系统。当存在小尺度衰落时，大尺度衰落可以不用考虑。在无线信道中，影响小尺度衰落的物理因素有很多，如多径传播、信号的传输带宽、环境物体的运动速度以及收发设备的运动速度。

2.2信道均衡技术

在超短波无线移动通信中，小尺度衰落不断对信道传播产生影响，并且此影响是非常重要的。其中造成衰落的主要原因就是多径传播和移动台的相对运动。正是由于多径传播的存在，基带信道到达接收机的时间受到了较大的影响，使其不断延长，这也就是所谓的时延扩展，进而，由于时延扩展的发生，导致使码间干扰产生；而多普勒频移的产生则主要是由于移动台之间的相对运动而形成的。信道均衡是对抗上述衰落的关键技术。目前比较成熟的技术主要有判决反馈均衡(DFE)、极大似然序列估计(MSLE)、最大后验概率算法(MAP)。其中被认为具有几乎最佳的性能的就是MLSE和MAP，但是其在突发通信中的应用由于复杂度和收敛速度而受到了限制。超短波跳频通信模式下，每一次载频改变后，需在很短的时间内重新估计信道特性；同时由于多普勒频移的存在，信道响应具有时变特性，均衡也必须具有跟踪信道变化的能力。

   接收信号以离散时间复信号序列的形式，可表示为：

     

式子（1）中，采样定时用t0表示，初始相位用表示，载波频偏用f来表示，信道记忆长度用L表示，信息序列用{In}表示，n时刻时变信道冲击响应增益系数用{fi,n}表示， AWGN序列用{Zn}来表示。

   　通过无线信道，信号进行传播，发送信号特性和信道特性是非常重要的，它在一定程度上决定了衰落类型。发送信号经历的衰落受很多因素影响，其中信号参数与信道参与是最为重要的，起着决定性的作用。

从时间和频率的角度列出了衰落类型如图3所示。其中发送信号的符号周期用Ts来表示，发送信号的信号带宽Bs来表示，相干时间用Tc来表示，相干带宽则用Bc来表示，多普勒扩展用Bd来表示，时延扩展用这个来表示。本文介绍的高速跳频系统信号带宽为Bs为255HkZ，符号周期Ts约为3.9us。

多径特性引起的时间色散，导致发送信号产生平坦衰落或频率选择性衰落。根据M(Multi-path)信道实测情况，时延扩展从1.83us一17.45us不等，由简化的换算公式Bc≈1/5 ，可得相干带宽范围从11.4kHz至日109kHz。那么就可能出现信号带宽大于信道的相干带宽，时延扩展大于符号周期的情况，导致接收信号产生频率选择性衰落。

多普勒扩展产生了很大影响，其中一个重要的变化就是引起的频率色散，从而使时间选择性衰落在发送信号中产生。移动台的运动速度以60kmh/为例，系统跳频带宽从225MHz到512MHz，那么最大的多普勒扩展为

  

对应相干时间

       ......  （3）

通过上式可以看出，Tc>>Ts，Bs>>Bc，因此 ，在符号周期内，信道冲击响应会有变化，但是变化较慢，属于慢衰落。

通过上述分析可知，在小尺度衰落中，本文中信号所经历的衰落类型主要为频率选择慢衰落。

3.结语

通过本文分析可以看出，在对无线信道分析的基础上，造成信号产生频率选择性衰落和选择性衰落的主要原因就是多径时延和多普勒扩展。本文首先主要是对选择性衰落的原因进行了分析，其次，本文还对一种基于训练序列的信道均衡进行了简单的介绍，通过对其介绍可以看出信道均衡非常适合用于超短波跳频通信模式，这主要是因为信道均衡可以快速准确地估计出时变频率选择性衰落信道特性。

参考文献：

[1] 余金权. 超短波数传设备的关键技术指标分析[J]电讯技术, 2006, (05) .

[2] 徐建斌,尹锁柱. 超短波跳频电台频率合成器设计[J]电子科技, 2008, (04) .

[3] 朱永松,张海勇,汲万峰. 跳频通信抗干扰性能分析[J]现代防御技术, 2005, (05) .

跳频范文第5篇

关键词:TOD; 跳频序列; m序列; 宽间隔

中图分类号:TN911 文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)09-0004-03

Generation of Long Period FH Sequences Based on TOD and Property Analysis

ZHANG Kun1,2, WANG Ying1, GAO Kai1

(1. College of Electronic Science and Engineering, National University of Defence Technology, Changsha 410073, China;

2. Unit 72672 of PLA, Pingdu 266700, China)

Abstract: In the FH(frequency hopping) communication, both the transmitter and receiver need to generate FH sequences according to the appointment to realize FH synchronization. Different from other modes such as the addition of synchronization code or expensive accurate clock, taking GPS time which is accurate and could be got momentarily as the reference TOD of both the transmitter and receiver, the good FH Sequences can be generated based on high-speed calculation capability of FPGA. According to the request of a FH communication system, the generation method of long period FH sequences based on TOD is designed, and the methods of GPS timing information extraction, calculation of m-sequence register states for constructing the FH sequence and processing of wide interval are given. The calculating timeof the system and properties of FH sequences are analyzed.

Keywords: TOD; frequency hopping sequence; m-sequence; wide interval

收稿日期:2009-12-22

0 引 言

跳频通信技术能够有效增强通信系统的抗干扰能力和多址组网能力,降低截获概率和衰落对传输的影响,在军用和民用领域,尤其是战术通信中有着广泛的应用。跳频序列的周期长度与抗截获(破译)能力息息相关,周期越长,敌方破译越困难,其生存性能越好[1]。

跳频通信系统需要根据系统的约定,实时产生不同的跳频序列。当跳频序列的周期较长时,采用传统的依据同步信息查找的方案,相对需要占用较多的软硬件和通信带宽资源,实时性不够好。本文依此给出了一种基于TOD(Time of Day)信息实时、快速产生长周期跳频序列的方法。

1 实现方案

1.1 概述

基于TOD信息的跳频自同步方法是利用GPS接收模块提供的时间信息,映射到长周期m序列的状态,再通过m序列来构造产生跳频序列,具体的实现如图1所示。

图1 跳频序列生成示意图

在图1中,时统信息提取模块通过解码和译码,将GPS模块提供的B码码流所包含的时间信息提取出来。m序列生成模块将当前时刻的时间信息转换成与之对应的m序列的状态。跳频序列构造模块通过改进的L-G模型[1-2]构造跳频序列,并进行宽间隔化处理和多用户组网。

1.2 时统信息提取

基于TOD的跳频同步方案,要求通信的收发双方能够获得精确的时统信息。在本设计中,时统信息由GPS模块以B码的形式提供,B码是串行码,包含100个码元,时帧长度为1 s,每帧携带了精确的天时分秒的时间信息和秒脉冲[3]。在本模块中,B码经过解码、译码过程,生成易于解读和处理的时间信息,其主要构成如图2所示。

图2 跳频序列生成示意图

在图2中,码元识别模块通过对每个码元宽度进行测量,判读出其中包含0或1或标志位的信息。码字寄存器内存储一个时帧长度的码字。帧同步及秒脉冲提取模块利用标志位信息,建立帧同步后,送出译码的使能信号以及秒脉冲。译码模块在使能信号的驱动下,立即对码字寄存器中的码字进行加权求和的译码运算,以获得时间信息[4-5]。

实现中,提取时间信息的过程存在处理时延,故最终获得的时间信息必然与时间真值存在差值。但跳频通信的收发机采用相同的时统信息提取模块,双方处理时延相同,故无需进行修正。时间信息提取之后,工作时钟主要由本地晶振提供,同时使用B码秒脉冲不断对其进行修正,消除了收发双方钟差的影响。

1.3 m序列状态计算

时统信息提取之后,基于时间信息TOD与跳频序列的映射关系[6],通过转换、查找、递推,精确地估计出当前时刻对应跳频序列的状态。该映射关系在本设计中表现为时间信息与m序列状态的对应关系。通过时间信息计算当前时刻对应m序列状态的实现框图如┩3所示。

图3 m序列生产模块组成框图

设计中选用了n=33级的m序列,状态序列长度达L=233-1,在跳速为104 H/s时,周期长达10天。如果直接映射查找,则耗时很长,查找表占用的存储空间也非常庞大。为提高计算速度,减小资源占用量,设计中将m序列的一个周期分割成512段,每段先存储段首的状态值,段内的任意时刻的状态再由该值递推出来,则其查找表大小为512×33≈16.9 Kb。设计中,先计算出当前时刻t对应的码片K处于某一m序列内的段数S,及其与段首码片数的差值KS,再通过查表的方法查找到该段初段首的状态值mS,最后通过该段初始状态生成单元递推出t时刻对应的m序列状态值mt。

设置一年的0天0时0分0秒对应于m序列初始状态,则时间轴与m序列码片轴建立了确定的对应关系。在时间格式转换单元完成了由时间信息t到码片数K的转换后,其映射关系为:

K=VH(td×24×3 600+

th×3 600+tm×60+ts)

(1)

式中:td,th,tm,ts分别表示时间信息的天、时、分、秒;VH为跳频速率。

设当前码片值K处于第P个m序列周期内,距离该周期初始状态Q个码片,同时又处于该周期的第S个段内,距离该段初始状态KS个码片,即:

K=PL+Q

Q=lS+KS

(2)

式中:L=233-1;l=L/512=224为段长度(这里取“=”,第512段少1个码片)。

格式转换单元由时间信息t计算出S和K,查表单元利用S查找到段首状态mS;初始状态生成单元在FPGA内利用高速时钟运行KS个周期,即可推导出当前时刻t的m序列状态mt;移位寄存器单元在跳频工作时钟clkH的驱动下,以mt作为初值产生m序列状态。

由于由mS推导mt的过程需要时间Δt,故在计算过程中,当前时刻已经变为t′=t+Δt,故需要对码片数KS进行修正,其修正值为:

K′S

=KS+KSVWVH

(3)

式中:VW为高速时钟clkW的速率;VH为跳频工作时钟clkH的速率。

经分析,在VW≥VH时,不需要进行更高次的码片数修正,由式(3)计算出的m′t误差小于一个码片的长度。

1.4 跳频序列构造

跳频序列的构造,依据有限域GF(2)上m序列构造最佳跳频序列族的方法,采用改进的L-G模型,在工程实现上,通过对m序列的n级移位寄存器非连续抽头选取r级,构造出跳频序列[1]。

为进一步改善其性能,提高抗干扰能力,降低多径衰落的影响,还需要对已经构造出的跳频序列进行宽间隔化处理[7-8]。宽间隔化处理的常用方法有去中间频带法、对偶频带法和非线性模d法等,本设计中采用非线性模d法。宽间隔构造的主要原理如下:

定义生成频带:F={fi,1≤i≤L},L为m序列的周期,要求满足fi+1-fi>d;d为宽间隔化处理间隔。若fi+1-fi>d,fi+1=fi+1,否则[7-9]fi+1=fi+1+d+fi+1mod d,d∈[1,pr-1]。

实现中,采用将所有宽间隔化处理过程构造成查找表的方法。这样,所有宽间隔化处理的判断和运算都转化为存储器的读取过程,都只在一个工作时钟周期内完成,从而有效提高了设计的速度和稳定性。

用户组网时,如果各用户直接使用序列族中的不同序列,则各序列间有最佳的汉明相关性能[1]。如果较少用户同步组网时,通过挑选适当的用户码,可以使用户实现在同一时刻其频点也满足一定间隔宽度的要求。例如,频率集中频点数A=32,宽间隔化处理间隔d=3,用户数为4,用户码u1=00001,u2=00100,u3=01000,u4=10000。用Matlab可以验证4个用户在同一时刻的频点间隔不小于3,可以有效减少用户之间的互扰。

2 性能分析

2.1 计算时间分析

在时统信息提取部分的设计中,为确保码字寄存器中存储的是一个完整B码时帧的码字,至少需要两次捕获帧头,需要的时间t1∈(1+t0,2+t0],t0=0.01 s为帧头长度,在高速时钟clkW速率为VW=100 MHz时,码字加权转换只需要几十纳秒。t1主要在系统开启时间内完成。在m序列生成单元中,计算时间t2主要受码片值KS的影响,其值为:

t2=KS+KSVWVH/VW

在跳速为VH=104 H/s时,t2∈(0,0.167 8)。

2.2 跳频序列性能分析

跳频序列的性能主要通过频点均匀性、汉明自相关性和汉明互相关性来检验[10]。

2.2.1 频点均匀性

使用Matlab进行仿真,令p=2,n=33,r=5,即频点数目为pr=32个,每次随机生成m序列的33位初值,运算长度为32 000,使用蒙特卡洛方法进行50次运算,统计各频点出现的次数,结果如图4所示。可以看出,频点的统计数值接近理论值50 000,均匀性很好。

图4 频点均匀性检验结果

2.2.2 序列自相关性

本设计中长周期跳频序列的周期长达233-1,对性能检验,使用FPGA硬件来完成长周期跳频序列的汉明相关值计算,当FPGA内生成计算结果后,再用Chipscope读取。在用户码u=00001时,计算出的部分H(τ)值如表1所示。

表1 跳频序列的汉明自相关值

τ 相关值 τ 相关值 τ 相关值

1 0 14 269 108 327 27 269 465 701

2 313 025 419 15 271 807 785 28 267 283 847

3 259 759 635 16 267 706 552 29 269 553 922

4 270 475 772 17 267 060 980 30 269 051 524

5 270 149 985 18 267 242 556 31 268 857 519

6 268 029 286 19 267 926 298 32 269 188 201

7 269 071 021 20 268 758 936 33 265 615 036

8 265 716 492 21 268 498 091 34 269 867 259

9 275 213 138 22 269 226 499 35 269 372 607

10 269 888 916 23 267 833 817 36 267 984 888

11 270 224 337 24 270 062 378 37 268 624 406

12 265 008 916 25 265 642 198 38 270 406 785

13 268 983 770 26 270 815 948 39 267 736 875

均值=269 760 613.128 理论值=268 435 455

假设宽间隔化处理前跳频序列中a0a1a2a3…为游程,a0=a1=a2=a3=…,由于进行了宽间隔化处理,序列将变为

a0a′1a2a′3…,因此HSuSu(τ=1)=0,且在│=2和τ=3时自相关值出现极大值和极小值,证明了宽间隔化处理的效果。τ>3时,自相关值趋于平稳,围绕最佳跳频序列的自相关理论值pn-r-1小幅波动 [1]。

2.2.3 互相关性

用户码为u1=00001和u2=01010,τ=0时,互相关值为0,保证了多用户同步组网的性能。FPGA计算出τ≠0的部分汉明互相关值如表2所示。可见,互相关值围绕理论值波动,其均值与理论值 [1]pn-r偏差约为0.044%。

3 结 语

通信中,收发双方独自接受GPS提供的TOD信息,不需要占用其他通信资源,造价低且隐蔽性强。采用文中的方法来产生长周期跳频序列,实时性较好。经验证,其性能能够满足高速跳频通信的要求,已经在某高速扩跳通信系统中得到了实际应用。

参 考 文 献

[1]梅文华.跳频通信[M].北京:国防工业出版社,2005.

[2]梅文华,杨义先.跳频地址编码理论[M].北京:国防工业出版社,1996.

[3]杨明兴.B码同步技术的研究[D].长春:长春理工大学,2008.

[4]杨保平,郭文峰,卜格鸿,等.基于FPGA的IRIG-B码解码器设计[J].装备指挥技术学院学报,2005,16(6):79-82.

[5]陈曦,刘方.基于FPGA的IRIG-B(DC)码的解码方案[J].仪器仪表用户,2009,16(3):94-96.

[6]张远贵,向新,梅文华,等.一种基于时间信息TOD的跳频同步方法[J].现代电子技术,2009,32(2):82-85,90.

[7]李赞,廖丽思,金力军,等.适用于任意频隙数的跳频序列族产生方法研究[J].无线电工程,2004,34(4):1-3.

[8]李金涛,汪晓宁,王t,等.基于m序列的宽间隔跳频序列的生成[J].电讯技术,2007,47(3):36-40.