功率放大器

前言：想要写出一篇令人眼前一亮的文章吗？我们特意为您整理了5篇功率放大器范文，相信会为您的写作带来帮助，发现更多的写作思路和灵感。

功率放大器范文第1篇

关键词：音频领域；印制电路板；音响效果；扬声器；功耗低

家庭影院自上世纪80年代兴起后，现代的家庭影音系统开始有着质的飞跃，可以在瞬间得到众多观众的喜爱，尤其在年轻一代中广受欢迎，并且飞速的进入消费者的家中。随着信息技术的发展，家庭影音系统正在这些技术的带动下，其技术质量、音响效果等越来越受完美，许多电子技术的爱好者也希望能够自己独立完成按照自己意愿设计的家庭影音系统，这一逐渐成为社会年轻人的一大发展趋势。

一、D类功率放大器的概述

几十年在音频领域中，A类，B类，AB类音频功率放大器一直占据统治地位。音频功率放大器发展经历了这样的几个过程：所有器件从电子管、晶体管到集成电路的过程：电路组成从单管到推挽的过程：电路形成从变压器输出到OTL、OCL、BTL的形式过程。其基本类型是模拟音频功率放大器，它的最大缺点是效率太低。全球音视频领域数字化的浪潮以及人们对音视频设备的环保要求。迫使人们开发，高效、节能、环保、数字化的音频功率放大器，它应该具有工作效率高，便于与其它数字化设备相连接的特点。D类功率放大器就是PWM型功率放大器。它基本符合上面的要求。

在高保真音响电路中，功放电路通常由两个或两个以上的音频声道所组成。每个声道分为两个主要的部分，即前置放大器和功率放大器。两部分电路可分设在两个机箱内，也可组装在同一个机箱内，后者称为综合放大器。由于左、右声道完全相同，所以在双声道电路中只介绍其中一路：

（一）前置放大器的组成

前置放大器具有双重功能：它要选择所需要的音源信号，并放大到额定电平；还要进行各种音质控制，以美化声音。这些功能由均衡放大、音源选择、输入放大和音质控制等电路来完成。

1.音源选择

音源选择电路的功能是选择所需的音源信号送入后级，同时关闭其他音源通道。各种音源的输出是各不相同的，通常分为高电平与低电平两类。调谐器、录音座、CD唱机、VCD/DVD影碟机等音源的输出信号电平达50～500mV，称为高电平音源，可直接送入音源选择电路；而动圈式和动磁式电唱机的输出电平仅为0.5～5mV，称为低电平音源，须经均衡放大后才能送入音源选择电路。线路输入端又称为辅助输入端，可增加前置放大器的用途和灵活性，供连接电视信号和其他高电平音源之用。

2.输入放大

输入放大器的作用是将音源信号放大到额定电平，通常是1V左右。输入放大器可设计为独立的放大器，也可在音质控制电路中完成所需要的放大。

3.音质控制

音质控制的目的是使音响系统的频率特性可以控制，以达到高保真的音质；或者根据聆听者的爱好，修饰与美化声音。有时还可以插入独立的均衡器，以进一步美化声音。音质控制包括音量控制、响度控制、音调控制、左、右声道平衡控制、低频噪声和高频噪声抑制等。

（二）功率放大器的组成

虽然功率放大器的电路类型很多，但基本上都由激励级、输出级和保护电路所组成。

二、传统功放与D类功放的比较

功率消耗在所有线性输出级，因为产生输出电压vout的过程中不可避免地会在至少一个输出晶体管内造成非零的ids和vds。功耗大小主要取决于对输出晶体管的偏置方法。

A类放大器拓扑结构使用一只晶体管作为直流（dc）电流源，能够提供扬声器需要的最大音频电流。A类放大器输出级可以提供优良的音质，但功耗非常大，因为通常有很大的dc偏置电流流过输出级晶体管（这是我们不期望的），而没有提供给扬声器（这是我们期望的）。

B 类放大器拓扑结构没有dc偏置电流，所以功耗大大减少。其输出晶体管是以推拉方式独立控制，从而允许高端晶体管为扬声器提供正电流，而低端晶体管吸收负电流。由于只有信号电流流过晶体管，因而减少了输出级功耗。但是B类放大器电路的音质较差，因为当输出电流过零点和晶体管在通断状态之间切换时会造成线性误差（交越失真）。

A/B 类放大器是A类放大器和B类放大器的组合折衷，它也使用dc偏置电流，但它远小于单纯的A类放大器。小的dc偏置电流足以防止交越失真，从而能提供良好的音质。其功耗介于A类放大器和B类放大器之间，但通常更接近于B类放大器。与B类放大器电路类似，A/B类放大器也需要一些控制电路以使其提供或吸收大的输出电流。即使是精心设计A/B类放大器也有很大的功耗，因为其中等范围的输出电压通常远离正电源或负电源。由于漏源极之间的电压降很大，所以会产生很大的瞬时功耗ids×vds。D类放大器由于具有不同的拓扑结构，其功耗远小于上面任何一类放大器。D类放大器的输出级在正电源和负电源之间切换从而产生一串电压脉冲。这种波形有利于降低功耗，因为当输出晶体管在不导通时具有零电流，并且在导通时具有很低的vds，因而产生较小的功耗ids×vds 。

D类功放具有多种特点，并且是我们只得关注的。

（一）效率高

在理想情况下，D类功放的效率为100%（实际效率可达90%左右）。B类功放的效率为78.5%（实际效率约50%），A类功放的效率才50%或25%（按负载方式而定）。这是因为D类功放的放大元件是处于开关工作状态的一种放大模式。无信号输入时放大器处于截止状态，不耗电。工作时，靠输入信号让晶体管进入饱和状态，晶体管相当于一个接通的开关，把电源与负载直接接通。理想晶体管因为没有饱和压降而不耗电，实际上晶体管总会有很小的饱和压降而消耗部分电能。

（二）功率大

在D类功放中，功率管的耗电只与管子的特性有关，而与信号输出的大小无关，所以特别有利于超大功率的场合，输出功率可达数百瓦。

（三）失真低

D类功放因工作在开关状态，因而功放管的线性已没有太大意义。在D类功放中，没有B类功放的交越失真，也不存在功率管放大区的线性问题，更无需电路的负反馈来改善线性，也不需要电路工作点的调试。

（四）体积小、重量轻

D类功放的管耗很小，小功率时的功放管无需加装体积庞大的散热片，大功率时所用的散热片也要比一般功放小得多。而且一般的D类功放现在都有多种专用的IC芯片，使得整个D类功放电路的结构很紧凑，外接元器件很少，成本也不高。

参考文献：

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[2]谈恒怀；结合专业技术和四要素法简论如何控制高校会务演出设备成本[J]；科技信息；2011年16期

[3]邓玉芬；翟助群；范德睿；MRF284在功率放大器中的仿真设计与实现[A]；2009年全国微波毫米波会议论文集（下册）[C]；2009年

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[5]王军；魏孝强；饶海波；成建波；蒋亚东；基于铱配合物材料的高效高稳定性有机发光二极管[J]；物理学报；2007年02期

[6]邓玉芬；翟助群；范德睿；MRF284在功率放大器中的仿真设计与实现[A]；2009年全国微波毫米波会议论文集（下册）[C]；2009年

功率放大器范文第2篇

关键词： PWM；D类功率放大器；效率；失真度

中图分类号：TN949.199文献标识码：B

The Design of a Class D Audio Power Amplifier with PWM Modulation

CAI Yan-yan, LI Wen-fang

(HuangHe Science and Technology Colledge, Electronic and information engineering Department, Zhengzhou Henan 450062, China)

Abstract: With the advantages of high efficiency, energy saving and small size, the class D amplifier is used extensively in portable applications, homeequipment, car audio and so on. In this paper, the Class D audio power amplifier with PWM and 5V supply is presented. The entire circuit contains a preamplifier, an error amplifier, comparators, oscillator, gate-driver circuit, full-bridge, and reference circuit. Feedback is applied to reduce the total harmonic distortion. A dual PWM scheme is used to minimize static power consumption of the system, and it also removes the LPF, makes the system smaller.

Keywords:PWM; Class D power amplifierP; efficiency; Distortion

引 言

D类放大器是一种具有极高工作效率的开关功率放大器，被放大的信号并非为直接输入信号，而是经采样变换为脉宽变化的开关信号，使功率开关管均处于开关状态。理想状态下，功率开关管导通没有电压降，关断时没有电流流过，效率可达100%。但实际中，由于受器件限制（如开关速度、漏电流、导通电阻不为零等）和设计上的不完善，其实际效率通常可达到90%以上，同线性放大器相比，具有较大的优势，目前已经在一些高档产品中得到应用并投放市场。本文设计的D类音频功率放大器主要基于以下三个方面考虑：保证高保真度、提高效率和减小体积。

1D类音频功放的系统设计

本文所设计的D类音频功率放大器的系统结构如图1所示。该放大器结构是基于双边自然采样技术方案实现的，在任一时刻输出所包含的信息量都是单边采样方案的两倍，通过双边自然采样还可以把输出音频信号中大量的失真成分移除到人耳所能感应到的音频带宽范围之外，达到去除D类音频功率放大器输出端低通滤波器的目的。

系统采用单电源供电，脉冲信号“out1”和“out2”的高低电平分别为VDD和GND，输入放大级由运算放大器OTA的闭环结构实现，误差放大器则由运算放大器OTA与电容Cs构成。系统工作时，音频输入信号Vin首先经过输入放大级后输出两路差分信号，再与反馈信号求和送到误差放大器中产生误差信号VE1、VE2，对三角波载波信号VT进行调制，输出两路脉冲信号“out1”和“out2”以驱动扬声器发声。系统包含两个反馈环路，第一个由R1、Rf1和OTA组成，用来设置输入放大级和整个D类音频功率放大器的增益，第二个由R2、Rf2和后端音频信号处理电路组成，用来减小系统的THD指数。

在图1中，对电容Cs充放电的电流I1、I2由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2和Rf2共同决定，其中电阻和电容必须具有良好的线性度和匹配性，以获得良好的闭环性能。

开环D类音频功率放大器的模型如图2所示。

此时系统输出为：

Vout1= HfVin+Vn（1）

开环系统的总谐波失真为：

式（2）中的Vin为放大器的输入信号，Vn为引入的谐波失真，Hf为传递函数。

具有反馈环路的D类音频功率放大器的模型如图3所示。

此时系统的输出为：

其中Hfb为闭环模型的传递函数，G为反馈增益。为了得到相等的放大倍数，设计传递函数为：

Hf = Hfb/(1+HfbG)（4）

则式（3）变为：

Vout2 = HfVin+Vn/(1+HfbG)（5）

闭坏系统的总谐波失真为：

比较式（2）和式（6）可以看出，具有反馈环路闭环系统THD为开环系统THD的1/(1+HfbG)，即通过反馈结构减小了系统的THD。

2单元电路设计实现

系统单元电路主要包括：输入放大级、误差放大器、比较器、驱动电路、全桥开关电路、内部振荡电路和基准电路。

2.1输入放大级

D类音频功率放大器的输入放大级是基于运算放大器（OTA）的闭环结构来实现的，其结构如图4所示，用来根据需要对输入的音频信号作电平调整和信号放大处理，使输入信号在幅度方面能满足后级电路的要求，输入放大级的增益可以通过设置Rf1和R1的阻值来决定。

2.2比较器

本文所采用的比较器电路如图5所示，比较器电路由三级构成，即输入预放大级、判断级（或正反馈级）和输出数字整形缓冲级。预放大级采用有源负载的差分放大器来实现，其放大倍数不用很大，用来进行输入信号的放大，以提高比较器的敏感度，并把比较器的输入信号与来自正反馈级的开关噪声隔离开；判断级用来将预放大级的信号进一步放大，为比较器的核心部分，电路中通过把m8与m9的栅极交叉互连实现正反馈，以具备能够分辨非常小的信号的能力，并提高此级电路的增益；输出缓冲级是一个自偏置的差分放大器，它的输入是一对差分信号，用来把判断级的输出信号转化成逻辑电平（0V或5V），即输出高电平VOH=VDD，输出低电平VOL=GND。

2.3内部振荡电路

本文采用的三角波产生电路结构如图6所示，其中m5、m6和m7、m8构成了两组恒流源，m9～m13和Q1构成了输出级。在电路中，采用将输出信号VT分别反馈到比较器comp1和comp2，与参考电平VREF1和VREF2（VREF2

由图6可知，VT初始电压值为零，电路上电时，由于0

2.4全桥开关电路

输出级采用N、P型功率开关对管组成的全桥开关电路实现，其结构及负载电流流向如图7所示。

全桥开关电路工作在开关模式，随着输入信号的改变，m1～m4的状态随之转换，始终只有对角一对功率开关管导通，另一对截止。

2.5驱动电路

驱动电路结构如图8所示，该电路能有效调节死区时间（N型、P型功率开关管同时关断），防止单臂“shoot-through”现象，并有保护关断功能。输入信号为比较器输出的PWM脉冲信号，PWM1用来驱动N型功率开关管，PWM2用来驱动P型功率开关管。为了避免全桥开关电路中的单臂“shoot-through”现象，当PWM信号从低电平变为高电平时，PWM2应首先变为高电平，关断PMOS功率开关管，随后PWM1再变为高电平，开启NMOS功率开关管，如图9所示；反之，当PWM信号从高变为低时，PWM1先变为低电平，关断NMOS开关功率管，随后PWM2再变为低电平，开启PMOS开关功率管。实际电路中，可以根据需要通过控制延迟单元的控制位Tc来调整死区时间的长短。为减小失真，必须减小死区时间，该驱动电路采用了逐级增加驱动能力的方式来驱动功率管，从而减小了必要的死区时间，保证了低失真度。EN是控制模块的使能信号，正常工作为高电平；当出现过流、过温等情况时，则变为低电平，关断全桥功率开关电路。

2.6基准电路

本文所设计的带隙电压基准源结构如图10所示，主要由核心电路与启动电路两部分组成。

核心电路中M1～M12一起构成共源共栅电流镜来提供直流偏置，运放op1采用两级共源共栅放大。另外，在图10电路中引入了负反馈，保证了该偏置电路电流镜的准确性，同时与电源无关，具有很高的电源抑制比。

电路上电时偏置电路可能会出现零电流的情况，需要启动电路保证电路能够正常工作。电路不工作时，EN、Vs1为0，Vs2、Vs3为1，M15、M17不通，运放输出为高，M3～M6也不通，整个电路不消耗电流。当EN由0变成1时，由于C1的作用，Vs1保持为0，Vs2为1，Vs3变为0，此时M15、M17导通，inp、inn分别被拉到0、1，运放输出变为0，M3～M6导通，M13、M14支路开始有电流，并对C1充电，直到Vs1高过I2阈值电压时，Vs2变为0，Vs3则变为1，M15、M17关断。最终电路偏离零电流状态，开始正常工作，且Vs1充至电源电压，整个启动电路不再消耗电流。

3结论

本文研究了基于PWM调制技术D类音频功率放大器的工作原理，通过引入反馈技术减小了D类音频功率放大器的THD；通过逐级增加驱动能力的方式减小了必要的死区时间，保证了更低的失真度；采用双路反宽调制方案，一方面抑制了系统的静态功耗，另一方面去除了输出级的LC低通滤波器，达到了减小系统成本和体积的目的。

参考文献

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功率放大器范文第3篇

【关键词】Doherty 功率放大器 平衡式 宽带

doi：10.3969/j.issn.1006-1010.2015.03.000 中图分类号：TN42 文献标识码：A 文章编号：1006-1010（2015）03-0000-00

引用格式：李瑞阳，刘太君，叶焱. 平衡式宽带Doherty射频功率放大器[J]. 移动通信， 2015，39（3/4）： 00-00.

Design of Balanced Broadband Doherty RF Power Amplifier

LI Rui-yang， LIU Tai-jun， YE Yan

（College of Information Science and Engineering， Ningbo University， Ningbo 315211， China）

[Abstract]In order to meet the requirements of future communication system for multi-band multi-mode RF power amplifier， the structure of traditional Doherty amplifier should be improved. Based on the structure of traditional Doherty amplifier， with the impedance conversion ratio of its output combiner analyzed， the impact of impedance conversion ratio on bandwidth is illustrated and the combiner bandwidth is expanded by means of balanced structure. Finally， an improved Doherty power amplifier using GaN power tube produced by CREE Corporation working in 1.85-2.65GHz is designed. It achieves following performance： when the output power back-off is 5-6dB， the drain efficiency is higher than 38% in 1.85-2.65GHz； the maximum output power is greater than 44dBm with the combination gain around 10dB. Therefore， the feasibility of the improved structure is verified.

[Key words]Doherty power amplifier balanced broadband

1 引言

目前无线通信系统的标准越来越多，比如UMTS、LTE以及WiMAX等。为了实现高数据速率传输，采用了更加复杂的调制信号，然而这些调制信号都具有很高的峰均比。Doherty功率放大器作为高效率功放的代表[1]，已经广泛应用在实际中，但传统的Doherty功放工作带宽都比较窄（相对带宽小于10%）[2-4]。如何在同一个平台下实现多波段、多模式并存[5]且高效率的传输信号越来越引起人们的关注。

针对这个问题，国内外相继有学者在多波段射频功放领域发表了研究成果[6-12]，分析Doherty合路结构的回退特性，从而给出了影响宽带Doherty实现的原因，并分别采用实频法、双匹配法以及宽带匹配技术等方法对传统的波长线和λ/4阻抗变换线进行改进，都实现了拓宽Doherty工作带宽的目的。这些研究成果对今后的研究工作具有重要的指导意义。

本文首先分析了传统Doherty合路结构对带宽的影响，然后借鉴上述研究成果，采用平衡式的合路结构代替传统四分之一波长线的合路结构，实现了1.85―2.65GHz宽频带Doherty功率放大器。

2 理论分析

2.1 传统Doherty功放的理论分析

Doherty功放具有显著的高效特性[1]。基本的Doherty电路原理框图如图1所示，Doherty功放主要由主放大器和辅助放大器组成。主功放一般工作在AB类，辅助功放工作在C类。在低功率输入时，主功放工作，辅功放处于截止状态。负载调制使得主功放具有两倍于最优阻抗的输出阻抗。输出阻抗的提高使得输出电压达到了峰值，故此时功放工作效率最高。当输入功率再增大时，此时辅功放开始工作，从而调制主功放的负载阻抗不断减小，使其输出电压基本保持不变而输出电流的增加导致输出功率的增加，由于辅功放的开启效率会有小幅度的回落，然后继续上升。最后，主辅放大器输出阻抗都达到最优阻抗，主辅功率放大器都工作于饱和状态，效率达到最高，这种现象就是“有源负载牵引”理论。采用此方法可以使主放大器在饱和输出点处功率回退6dB的情况下，仍然获得和输出饱和功率一样的效率。

2.2 传统Doherty功放合路的阻抗变换分析

根据上述对Doherty结构的简要分析，可以发现为了在功率回退情况下仍保持较高效率，就必须通过负载调制使得主功放具有两倍于最优阻抗的输出阻抗。而这种负载调制是通过四分之一波长阻抗线变换得到的，图1中的Z1即为主功放的输出阻抗。根据图1，依据阻抗变换原理对各个点的阻抗进行推导如下：

（1）

由此可以得出主功放的输出阻抗为：

（2）

其中，β为波数；l为线长度；βl表示在给定频率f0下，传输线的相位延迟，也就是因为βl在不同频率下的不同而导致阻抗Z1T和Z1会发生改变。所以，通过传统的λ/4阻抗变换，在带宽增大时，主放大器的阻抗值Z1并没有都调制到两倍于最优阻抗的输出阻抗，从而影响了功率回退时的效率。

2.3 平衡式Doherty功放合路的阻抗变换分析

在Doherty结构中，λ/4阻抗变换线是关键部分，为了拓展工作带宽，必须优化λ/4阻抗变换线。在文献[13]中，给出了四分之一波长线工作带宽的近似表达式为：

（3）

其中，?f/f0表示λ/4线的相对带宽；Γm为最大能接受的反射系数；Z0和ZL表示两个端口的阻抗值，为了增大?f/f0的值，可通过减小Z0和ZL的比值。

图2（a）为在低功率范围下的阻抗转换关系，此时辅功放没有工作，阻抗为无穷大，主功放的输出阻抗通过负载调制到100Ω，即阻抗变换从25Ω到100Ω，其阻抗比为4。

图2（b）给出了改进型的合路结构，在不影响功放效率的同时拓展带宽，采用了平衡式的合路结构。可以看出，该结构去掉了输出合路的一段阻抗变换线，且采用主辅合路都是70.7Ω阻抗变换线，在低功率情况下，阻抗变换从50Ω到100Ω，其阻抗比为2。由公式（3）可知，这将增大相对带宽?f/f0。

在图2（c）中，通过ADS仿真软件仿真了传统合路阻抗变换（从25Ω到100Ω）和平衡式合路结构（从50Ω到100Ω）。可以看出，曲线2为平衡式合路结构，其相对带宽?f/f0可以提高到25%～30%。

3 平衡式Doherty功放设计及测试结果

结合上述的理论分析，在实际制板设计中，采用Rogers4350B板材，板厚0.762mm，介电常数3.66，敷铜厚度25um。本次设计选用CREE公司型号CGH40010的GaN管子。

图3给出了实际制作调试完成的功放电路图。在功放输入输出端，结合GaN管子的宽带特性并采用了宽带匹配技术[14-15]，在偏置部分采用扇形微带代替电容滤波。由于扇形微带具有较优的宽带特性，实际调试时漏极电压为28V，主功放栅极电压为-2.2V，辅功放栅极电压为-5.5V。

图4为小信号测试曲线。从图4中的S参数可以看到，平衡式合路的Doherty功放在1.8―2.7GHz频段内有10dB左右的增益。

图5显示了实际测试的漏极效率曲线。可以看出，在1.85―2.65GHz频段内，效率最高时接近为70%，且输出功率都大于41.5dBm，最大接近44dBm，回退5～6dB时效率均大于38%。

图6给出了1.85GHz、2.3GHz、2.65GHz这3个频点增益与输出功率曲线。虽然平衡式合路具有更好的宽带特性，但实际调试时也无法在35.6%相对带宽（1.85―2.65GHz）内保持优良的回退特性。另外，由于仿真设计与实际加工存在的差异，也使得宽带特性会低于仿真的理想状态。

4 结束语

根据上述的实际调试可知，通过减小阻抗转换比值可以拓展相对带宽，并且验证了平衡式合路方式能够有效地改善传统Doherty的带宽特性，从而使得Doherty在保持原有的高效率的基础上，更加适应现代无线通信系统多频段多模式的要求，具有更广阔的应用前景。

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功率放大器范文第4篇

Abstract： A digital amplitude-frequency equalization power amplifier was presented.The system incorporates preamplifier, band-stop network,FPGA digital processing module and power amplifier circuits. Test results shows that the whole system is characterized by its high gain, wide band and high efficiency.

关键词： 均衡；功率放大；效率

Key words： equalization；power amplifier；efficiency

中图分类号：TP39 文献标识码：A文章编号：1006-4311（2011）01-0164-03

0引言

在声音的拾取过程及通过音响设备的传送过程中, 由于设备或器件的原因, 导致其幅度对频率的响应往往不一致, 这样经放大器输出后, 就达不到原来的听觉效果。数字均衡放大器就是一个改善音频频率响应的放大器设备。

1方案选择

1.1 总体设计方案

1.1.1 前置放大的方案设计与选择设计采用AD603与NE5532 级联放大。AD603增益高且稳定，NE5532 噪声低，在20Hz-20kHz内增益稳定。

1.1.2 A/D采样电路、D/A转换电路的选择经过实际分析和性能比较，TLC5615可达到10位转换，串行输出，电路简单的效果。所以本系统A/D采样电路、D/A转换电路选择TLC5615。

1.1.3 低频功率放大器电路的设计和选择由于不能使用MOS集成功率模块，本设计使用晶体管二极管和分立的大功率MOS管等元件搭建了引入反馈的乙类推挽功率放大器。

1.1.4 整体方案选择方案本设计采取的整体方案是基于FPGA的数字幅频均衡功率放大器。

信号经前置放大、带阻网络后，可对其进行A/D采样，然后利用FFT转换到频域后对各频率的幅值进行补偿，再利用IFFT进行反变换，经D/A 转换成模拟量，然后进行低频功率放大。本方案利用FPGA进行数字处理以实现幅频均衡。这种方法成本低，效果好。

1.2 系统组成经过以上各方面的方案论证与分析比较，本设计采用基于FPGA数字幅频均衡功率放大器的方案。具体系统框图如图1所示。系统分为前置放大器、带阻网络、FPGA数字处理模块、功率放大器模块。前置放大器使用AD603和NE5532级联放大，阻带网络按设计说明焊接，得到频域值，数字幅频均衡部分使用FPGA技术，先用MAX148进行采样，再利用FFT原理进行幅频补偿，然后进行IFFT，经D/A转换得到信号时域模拟量，再通过功率放大电路完成功率放大。

2主要电路设计

2.1 前置放大的设计设计要求输入信号有效值小于10mV，电压放大倍数不小于400倍，增益A（dB）=20 lg400=52.04（dB），而输入信号频率在20Hz－20kHz，所以要求选用放大器须有足够的增益和增益带宽。

AD603是AD公司推出的一种低噪声且由电压控制的增益放大器。它提供精确的、可由管脚选择的增益，它的增益是线性变化的,且在温度和电源电压变化时有很高的稳定性,在带宽为9MHz时增益控制电压VG=VC1-VC2（-500mV≤VG≤500mV），理论上增益与增益控制电压的关系:增益A1（dB）=40VG+30（从10dB 到50dB）NE5532的增益计算： 增益A2（dB）=20lg（RF/RE）（dB）级联后增益可达:A（dB）=（40VG+30）×[20lg（RF/RE）]（dB）而且增益在带宽内可调，信号不失真。在20Hz-20kHz通频带内衰减小于-1dB。

为了实现输出电阻为600Ω，在输出端加射级跟随器然后串联600Ω电阻。

前置放大器电路如图2所示。电压增益可由滑动变阻器R4、R3来控制，R4控制VG=VC1-VC2=VC1-0=VC1，R3控制 RF/RE ，这样即可实现增益可调。

2.2 带阻网络的设计根据设计说明的带阻网络图搭建带阻电路。为了达到较高的精度，所用电阻精确度均为千分之一，电感电容也精确度较高。带阻网络电路如图所示。

信号经过带阻网络后时域变为频域，各个频率对应特定的幅值。其波特图特性为400Hz左右衰减倍数大，从约400Hz向两侧的衰减倍数逐渐减小。

2.3 数字幅频均衡电路的设计

2.3.1 A/D采样电路设计A/D部分实现模拟信号到数字信号的转换，ADC采用10位的MAX148。在模拟信号输入端加600Ω接地，然后串接射级跟随器。

2.3.2 D/A转换电路设计D/A部分将数字处理部分得到的数字信号转换成模拟信号，芯片采用10位转换、串行输出的TLC5615。

2.4 功率放大器电路的设计经过计算，设计为引入反馈的乙类推挽MOS管功率放大器。电路的MOS管选用IFR9530和IFR530组成对管使用，NE5532构成电压驱动激励级，功率放大器采用±20V为供电。电路如图3所示。

3软件设计

FPGA设计用verilog语言对其编程，采用Quartus的Verilog编译。程序分为控制部分和数字处理部分。

3.1 控制部分的程序设计控制部分的程序主要是分为模数转换和数模转换两大部分，通过FPGA来控制A/D和D/A电路进行转换。

3.2 数字处理部分的程序设计数字处理部分的程序主要是完成FFT时频变换、浮点乘法和IFFT反变换等功能。

3.3 主程序流程图流程图如图4所示。

4系统测试

4.1 测试仪器

信号发生器 FG708S数字万用表UT-52

直流稳压稳流电源JW-4 型

数字示波器 TDS 2012B 频率特性测试仪BT3-D

4.2 指标测试和测试结果

4.2.1 对前置放大器的测试

（1）放大倍数和通频带的测试采用示波器TDS 2012B对电压幅值进行测量，当输入信号有效值5mV时幅值为 5mV×=7.07mV，所以信号发生器幅值设为7mV，改变信号频率，在放大电路输出端利用示波器测试不同频率信号对应的输出信号幅值。

根据表1中数据并计算可知，放大器放大倍数达到428倍，且在带宽内增益稳定。计算各个频率的增益值：A=20lg（Vo/Vi），可以证明-1dB通频带包括20Hz-20kHz。

（2）输出电阻的测试利用公式伏安法对输出电阻进行多次测量：R=-1R（令RL=600Ω），测量结果求平均数后得：Ro=595（Ω）

4.2.2 对带阻网络的测试要求以10kHz时输出的信号V2电压幅度为基准最大衰减≥10dB。具体结果如表2：

由表2测试结果可知，500Hz的衰减最大，与10kHz相比衰减 10.54dB。

4.2.3 对数字幅频均衡电路的测试

（1）输入电阻的测试利用伏安法多次测试输入电阻，根据公式R==计算可知：Ri平均值为599 （Ω）。

（2）电压幅度波动的测试先测量10kHz时的电压幅度V0，然后测不同频率的电压幅度Vn，计算20lg[（Vn-V0）/V0]。记录结果如表3。

由表3可知：电压幅度波动在±1.3dB以内。

4.2.4 对功率放大器的测试

（1）输出功率和输出波形的测试用数字万用表的伏特表测负载8Ω上的电压Uo，利用公式计算输出功率。

最后求得其值为：Po= 22.53（W）。

利用数字示波器TDS 2012B观察输出波形：输出正弦波，无明显失真。

（2）通频带的测试对输入信号的频率从20Hz调到20kHz，使用示波器观察放大倍数最大时的幅值并记录。在改变频率使幅值变为最大幅值的0.707倍，记录频率值。

（3）放大器效率的测试功率放大器效率为：η==67%。

4.3 结果分析设计实现了设计任务的大部分要求和指标，在前置放大器放大倍数、带阻网络最大衰减、功率放大器输出功率以及功率放大器的效率等方面都做了一定的扩展，总体上较好的完成了任务要求。但是数字幅频均衡方面因为时间有限而且编程要求较高所以实现效果不佳。另外，部分实际测试结果与Multisim仿真软件的仿真结果有差异，虽然实现了指标要求，但是与理论值有差异。分析原因，输入信号为小于10mV的小信号，器件噪声、器件精密度、电路板的焊制会对频率的波形、稳定性和准确度产生影响。功放部分的效率会受器件的功耗，滤波器电路的影响。

5结论

设计采用基于FPGA的数字幅频均衡功率放大器的方案。系统分为前置放大、带阻网络、FPGA数字处理模块、功率放大器。前置放大器使用AD603和NE5532级联放大，放大倍数符合要求。阻带网络按设计说明焊接，达到要求的衰减值。数字幅频均衡部分使用FPGA技术，A/D采样后利用FFT原理变换到频域根据浮点乘法原理对各点进行补偿，然后IFFT得到时域，再经D/A转换，通过功率放大电路完成功率放大。功率放大器设计为带负载的乙类推挽放大器，输出功率、效率较高。系统指标基本上达到了任务要求。

参考文献：

[1]樊昌信.通信原理（第5版）[M].北京：国防工业出版社，2001.

[2]田耕等.无线通信FPGA设计[M].北京：电子工业出版社，2008.

[3]Uwe Meyer_Baese.数字信号处理的FPGA实现[M].北京：清华大学出版社，2006.

[4]姜宇柏等.通信收发信机的Verilog实现与仿真[M].北京：机械工业出版社，2006.

[5]傅丰林.低频电子线路[M].北京：高等教育出版社，2003.

[6]程培青.数字信号处理教程[M].北京：清华大学出版社，2001.

功率放大器范文第5篇

中图分类号:TN722-34文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)16-0208-03

Power Amplifier for the Output of Power Carrier System

QIN Duan-zhen, LI Xin

(Ocean University of China, Qingdao 266100, China)

Abstract: A power amplifier for power carrier was designed. It's a dual-stage amplifying circuit, the first stage is grounded-emitter amplifier to enlarge the voltage, and the second stage is OTL amplifier to enlarge the current. The influence of the temperature change is analyzed, and then the distortion degree of the output waveform is reduced by changing the bias circuit and the feedback circuit. A practical power amplifying circuit is proposed by simulating with Pspice.

Keywords: power amplifier; biasing circuit; feedback circuit; output of power carrier

收稿日期:2010-03-24

基金项目:“863”海洋技术领域海底长期观测网络试验节点关键技术资助项目(2007AA091200)

电力载波通信(power line communication,PLC)是电力系统特有的通信方式,电力载波通信是指利用现有电力线,通过载波方式将模拟或数字信号进行高速传输的技术。最大特点是不需要重新架设网络,只要有电线,就能进行数据传递。现在,PLC除了在远程抄表上有所应用外,随着家庭智能系统这个话题的兴起,也给PLC带来了一个新的舞台[1]。在电力载波系统输出级,需要对调制好的信号进行放大,本文使用共射放大电路和OTL电路分别对电压和电流进行放大,为了控制输出信号的谐波失真率,对偏置电路和反馈电路进行了改进[2],同时在设计中考虑温度影响,使电路可以在室外环境中正常工作。

1 放大器的设计要求和基本电路

根据国家电网标准的要求,载波信号的总谐波失真应小于0.05%,由于需要在室外工作,所以电路需要能够在-30 ℃的环境中正常工作,输出功率应达到1 W。在本设计中,为了达到输出功率的需求,供电部分采用12 V直流供电,电源内阻为10 Ω。信号源为数/模转换芯片的输出信号,频率为132 kHz,信号电压峰值为2.5 V,芯片内阻为2 kΩ。负载为电力线,在仿真中采用如图1所示的人工电源网络模型。

图1 人工电源网络模型

基本电路如图2所示,Q9为前级放大,Q8,Q12为后级输出。输入与输出之间引入负反馈,调节增益,使得输出功率满足实际应用的需要,同时起到降低谐波失真的作用。前后级直接耦合,以简化电路,降低成本[3]。

2 温度影响

2.1 温度降低的影响及解决办法

当温度降低时,使得晶体管集电极电流降低,而基极电流增大,当Q9基极电流增大时,R5电流增大,两端压降也随之增大,而R5左端电压为0.7 V基本不变,于是右端电压上升,使得静态工作点高于VCC/2,于是输出波形的正半周顶端出现失真。

解决方法:

(1) 被动温度适应法。加大负反馈降低增益,即R7的设定值降低,使得静态工作点的上升不至于使输出波形失真。缺点是降低了输出。把R7调整为3 kΩ,电路可以在-30 ℃下正常工作,基波3 V,三次谐波为1 mV。

(2) 主动温度补偿法:将R5设定为可变电阻,当温度降低时,降低R5阻值,使静态工作点保持不变,也就避免了输出波形的失真。

图2 基本功率放大电路

2.2 温度上升的影响及解决办法

使用推挽式输出级通常要通过偏置电路消除交越失真,最简单的方法是使用D7和D8两个二极管来实现[4]。

当负载电流较大时,三极管温度升高,be间电压降低,而二极管电流并不大,其正向导通电压Ve变化不大,这样,Vbe和Ve之间的电位差使得三极管中流过的电流加大,温度进一步上升,电位差更大,三极管电流也更大,最终使三极管发生热损坏[5]。解决方法:

(1) 如图3所示,在2个三极管射极输出端串联2个电阻,限制电流[6]。

(2) 使用如图4所示的电路,将3个三极管靠近,使它们热耦合,则随着温度变化,Q3两端电压也会变化,从而抑制了热击穿[7]。

当三极管功率不是太大时,可以直接使用二极管偏置。

3 负反馈电路的改进

将基本电路中的R8使用如图5所示的LC谐振电路代替,可以将132 kHz频率的信号正确反馈,而其他频率信号则被衰减至很小,从而改善输出波形。

电容和电感的取值由公式f=12πLCЮ椿竦谩P痴衿德氏嗤时,电容容量越小,电感数值越大,品质因数越大,选频特性越好,为了得到合适的负反馈,加入了电阻来调整品质因数。

从表1可以看出,使用LC谐振作为负反馈可以在一定程度上抑制谐波失真。

图3 串联电阻法

图4 热耦合方法

选频负反馈的使用使得电路只使用于特定频率的功率放大,若需要较大范围的频率响应,则不适合采用选频电路。

表1 两种反馈电路的比较

电阻反馈选频反馈

基波4.15 V4.1 V

二次谐波25 mV11 mV

三次谐波11 mV5 mV

4 偏置电路的改进

使用图6所示的恒流源代替基本电路中的电阻R1,使得偏置电路中的电流不会受到输入端的影响,从而使输出端更加稳定,降低失真[8]。

图5 选频反馈电路

图6 恒流源偏置电路

由表2两者的对比可以看出,使用恒流源代替电阻可以使谐波失真大大降低,但是温度特性会变差,使用中需要注意温度补偿。

表2 两种偏置电路的比较

使用电阻使用恒流源

基波4.1 V4.2 V

二次谐波11 mV0.4 mV

三次谐波5 mV0.8 mV-30 ℃使用温度适应法时的不失真基波3.58 V3.22 V(2.2 K)

温度特性变差,但相对其对谐波失真的改进来看,此影响很小,所以在电路中恒流源的引入是非常有意义的。

5 提高输入电阻

加入前面所述的选频负反馈电路之后,输入电阻变得很小,大概只有200~300 Ω,当信号源内阻变化时,会导致输出端波形变化很大,并可能出现严重失真。所以需要采取措施提高输入电阻,以降低信号源变化所带来的影响[9]。

方法1 通常可以采用射级跟随电路作为前级输入端的方法来提高输入电阻,此方法效果好,成本高。

方法2 当对输入电阻阻值要求不是太大时,可以简单的在输入端串联一定数值的电阻,来达到提高输入电阻的目的,此方法实现简单,成本低。

在本应用中,信号由特定DA芯片提供,信号源内阻变化不大,适合采用第2种方法。

6 晶体管的选择

最大管压降:电源采用了12 V供电,所以晶体管最大管压降应大于12 V;最大电流:经PSpice仿真,测得输出级的2个三极管最大电流为150 mA,电流源和前级放大晶体管小于10 mA;最大功耗:经PSpice仿真,测得输出级的2个三极管最大瞬时功耗550 mW,前级放大晶体管最大瞬时功耗小于60 mW;工作温度:产品需要能在室外环境中正常工作;频率特性:截止频率大于300 kHz;综合考虑,选择2N3904和2N3906晶体管[10]。

7 改进后的电路图及性能

根据前面所述的方法对开始的基本电路进行改进,得到最后的实用电路,如图7所示。电源:+12 V,内阻10 Ω;输出信号总谐波失真率约0.05%;输入阻抗:1.2 kΩ。输出阻抗:6 Ω;输出电压:8.3 V;最低工作温度:-30 ℃。

8 结 语

本文从最基本功率放大电路着手,从多个方面对其进行改进,获得了较高的谐波失真性能和较高的输出功率,最终电路能够满足国家电网标准的要求和实际应用的需求。

图7 改进后的功率放大电路

参考文献

[1]赵胜利.电力载波技术的发展[J].山西建筑,2009(16):188-189.

[2]陈创,张德磊,田应伟,等.功率放大电路设计[J].今日科苑,2009,32(14):75-78.

[3]龚敏强,刘光祜.宽带功率放大器的设计[J].现代电子技术,2009(11):104-106.

[4]丁朋.功率放大集成电路原理及应用[J].家电检修技术,2007(14):19-21.

[5] [日]铃木雅臣.晶体管电路设计(上)[M].北京:科学出版社,2004.

[6]李伟文.晶体管功率放大电路分类探讨[J].湖南工业职业技术学院学报,2008(1):20-22.

[7]毛兴武.D类音频功率放大电路PT2330/PT2336[J].电子世界,2006(9):49-51.

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[9]王剑波.音频功率放大器[J].电子制作,2009(1):35-38.

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