电压比较器
前言：想要写出一篇令人眼前一亮的文章吗？我们特意为您整理了5篇电压比较器范文，相信会为您的写作带来帮助，发现更多的写作思路和灵感。
电压比较器范文第1篇
模拟集成电路中比较器是一个基本模块，广泛应用于模拟信号到数字信号的转换。在A/D转换器中，电压比较器的增益，带宽，功耗，失调电压的特性严重影响整个转换器的转换速度和精度，传统的电压比较器采用多级结构，使用输入失调存储技术（IOS）和输出失调存储技术（OOS）对失调电压进行消除，增加了电路结构的复杂度和功耗，芯片面积也越来越大。但随着应用速度越来越高，功耗要求越来越低，IOS和OOS要求放大器有足够高的增益和带宽，这些因素对于其发展有一定的制约作用。
本文设计的电压比较器电路结构简单，采用了两级放大结构，前级放大采用差分放大电路，利用差分电路抑制共模信号的干扰，提高了共模抑制比，减少了信号中噪声的干扰，第二级放大采用共源共栅电路对失调电压进行了很好的控制，使电路的失调电压达到150μV，输出级采用推挽输出电路提升了输出的驱动能力，整个比较器的功耗非常低，芯片整个面积仅为29.56μm×25.68μm。该比较器设计主要用于高精度时间测量芯片中，通过比较器产生一个低延时的门控信号，对于整个时间测量电路达到一个精准的控制。通过仿真结果得知，该电压比较器满足应用需求。
1 电压比较器结构
如图1所示为CMOS电压比较器原理图，该比较器由偏置电路、差分放大器、共源放大器和推挽级输出电路组成。其中，M1管和M2管组成偏置电压电路，为差分放大器和共源放大器提供偏置电压。通过调节M1管和M2管的宽长比，让差分放大器和共源放大器得到合适的工作电流，合理设计差分放大器和共源放大器，主要考虑输入失调电压、输入共模范围、输出信号的增益和带宽的影响，设计出一个性能最优的比较器电路。M10管和M11管组成一个推挽输出级电路，提升输出信号的驱动能力，为了能更好的和其它电路进行协同工作。
该电压比较器的工作原理如下：是同相输入端，是反相输入端。当输入电压高于时，M3管导通，，M3管和M7管的电流相同，M8管又与M7管为镜像电流关系，M8管导通，使，b点为高电平，c点为低电平，Vo输出高电平。当输入电压低于Vb时，，因此，M4管导通阻抗低，b点为低电平，导致M9管导通，c点为高电平，Vo输出为低电平。
1.1 偏置电压电路设计
M1管和M2管组成偏置电路提供M5管和M6管的栅极电位。偏置电路采用PMOS管和NMOS管栅漏极相连，两管子均工作于饱和区，为差分放大器和共源放大器提供恒定的电流源。因此，
1.2 差分放大器的设计
差分放大电路的作用有两个：首先对输入信号进行放大，这样就可以对比较级电路的比较时间进行降低，同时把总体延时降到最低；其次是对输入信号差值进行放大，这样就可以把失调电压对整个电路的影响降到最低。高带宽在高速比较器中是一个重要影响因素，高的带宽可以使整个电路的比较时间减少，从而对于比较器的速度进行提高。
负向共模输入电压决定了差分输入对管。负向共模输入电压取决于M5管进入饱和区的条件。负向共模输入电压为。
M3管、M4管和M5都工作在饱和区，三个管子的阈值电压相等。
考虑到负向共模范围低和电压增益高的要求，取=1.2V ，由式（7）可以得到M3管的宽长比。
M3管和M4管是完全对称的输入对管，所以可以得到。
有源负载对管M7和M8由正向共模输入电压决定，正向共模输入电压取决于M3管进入饱和区的条件，则得到：
设计共模输入电压=3V，。I0为差分放大器的工作电流。由式（8）可以得到M7管的宽长比。M8管和M7为对称有源负载对管，所以得到。
差分放大器的放大倍数为：
1.3 共源放大器的设计
共源放大器由M6管和M9管组成，M6管为有源负载，M6管与M2管为镜像电流关系，已经确定M6管的宽长比，M9的设计主要考虑共源放大器的放大倍数和输入失调电压的影响。为了减少输入失调电压对共源放大器的影响。差分放大器和共源放大器应满足式（10）比例关系：
由式（11）知共源放大器的放大倍数与工作电流成反比，由于M6管和M9管的输出阻抗与成反比。放大倍数还与沟道长度调制效应有很大关系，沟道长度越大，沟道调制效应越小，和越小，MOS管的输出阻抗越大，放大倍数就越大。还可以通过调节输入管M9的宽长比提高电压增益。
1.4 推挽输出级的设计
输出缓冲级是CMOS倒相器，它是为提升输出的驱动能力、降低输出的上升时间和下降时间而设立的，因此，该级的驱动电流设置较大，输出的上升时间和下降时间对称。推挽输出级由M10管和M11管构成，两管均工作在线性区。
2 电路仿真
该电路是在TSMC 0.18μm CMOS工艺下，电源电压为3.3V，利用Cadence公司的Spectre仿真器进行仿真。仿真条件为tt工艺角，温度为27℃。如2所示为电压比较器的瞬态仿真，同相输入端加入一个频率为10MHZ，幅度为800mV的正弦信号，反相输入端加入一个2.1V的直流信号，输出端得到一个方波信号。电压比较器的下降沿时间为754ps，上升沿时间为913ps。
图3为电压比较器的交流仿真结果，由图中可以看出比较器的增益为92.123dB，带宽为10MHz，相位浴度为53deg。
在同向输入端设置输入电压为变量Vin，反向输入端输入电压2.1V，Vin的输入变化范围为0―3.3V，通过直流仿真得到输出信号与Vin的变化关系，得到了电压比较器的传输特性曲线如图4所示，从图中可以看出，实际电压跳变转换点和理论转换点电压值有一定的误差，输出电压跳变需要一个过渡区间。
功耗在电压比较器的电路设计中是一个重要因素，近几年集成电路的工艺尺寸向纳米级的不断发展，电源供电电压越来越小，对于电路的功耗要求越来越高。整个电路功耗主要包括静态功耗和动态功耗。动态功耗不仅取决于负载还与工作频率，电源电压，集成度和输出电平有关。静态功耗等于电源电压和工作电流的乘积。图5为比较器工作电流仿真曲线图，可以看出，电压比较器工作时平均电流为87.5μA，电源电压为3.3V，得到比较器的功耗为0.289mW。
表1为本文和别人设计的电压比较器进行的一些性能对比，从表中可以看出在带宽、功耗和失调电压与文献（8）和（9）差不多的情况下，其增益明显高于对方，对于在时间测量系统中，其开始和结束信号的判断有很大的作用，满足了预期的设计目标。
3 版图设计
版图设计如图6所示，比较器中有差分电路，为了保证差分对的完全匹配，采用了共质心对称结构，图3中的差分对管M3、M4版图对应左下角部分，差分对管M7、M8版图对应左上角部分，偏置电路和输出缓冲级电路利用了叉指结构匹配。版图的总共面积为29.56μm×25.68μm。Vin+和Vin-为比较器的同向和反向输入，out为输出端。
4 结论
本文基于TSMC 0.18μm CMOS工艺设计的电压比较器具有高的增益，低失调电压，低功耗，结构简单等特点。该比较器采用两级放大，第一级采用差分放大器减少了输入的失调电压，提高了输入的共模范围，第二级采用共源放大器得到了高的电压增益，输出级采用CMOS倒相器结构简单，提高了输出的驱动能力、减少了输出波形的上升沿和下降沿的时间。从仿真结果看，该电压比较器达到了预期的效果，可用于A/D转换器、编译码器、高精度测时电路中。
参考文献
[1]ALLEN P E，DOUGLAS R H. CMOS analog circuit design [M].2nd Ed.Beijing： Publishing House of Electronics Industry，2005.
[2]谢晶，张文杰，谢亮，金湘亮.一种嵌入式动态锁存比较器的设计与实现[J].微电子学，2013，43（6）：802-806.
[3]周启才，张勇，郭良权.用于16位流水线ADC的高速动态比较器设计[J].固体电子学研究与进展，2013，32（6）：583-589.
[4]LU J，Holleman J.A low-power high-precision comparator with time-domain bulk-tuned offset cancellation [J].IEEE Circ and System，2013，60（5）：1158-1167.
[5]Allen Philip E.CMOS Analog Circuit Design，Second Edition[M].北京：电子工业出版社，2003.
[6]李桂宏，谢世健.集成电路设计宝典[M]. 北京：电子工业出版社，2006.
[7]邱伶俐，刘章发.轨到轨电压比较器的设计[J].半导体集成电路，2015，40（1）：12-18.
[8]李现坤.低功耗模数转换器的研究与设计[D].南京：南京邮电大学，2014.
[9]王雅君，陆定红，张国俊.一种用于峰值电流模式的锁存比较器设计[J].微电子学，2014，44（4）：442-446.
[10]游恒果.高速低功耗比较器设计[D].西安：西安电子科技大学，2011.
作者简介
苟欣（1991-），男，陕西省汉中市人。现为宁波大学信息科学与工程学院硕士研究生在读。研究方向为集成电路设计。
杨鸣（1963-），男，浙江省宁波市人。现为宁波大学信息科学与工程学院研究员，主要从事光机电一体化和高分辨率自动显微镜方面的研究。
电压比较器范文第2篇
制动器按结构特征分有鼓式制动器、盘式制动器等，由于鼓式制动器与盘式制动器的动力源都是采用电力液压推动器，因而只介绍电力液压鼓式制动器和电力液压臂盘式制动器。
关键词：电力液压鼓式制动器；性能
中图分类号：
TB
文献标识码：A
文章编号：16723198（2013）17018401
1电力液压鼓式制动器的工作原理
两个对称布置的制动瓦块在径向抱紧制动轮产生制动力矩，从而使制动轮轴所受制动力抵消，鼓式制动器结构紧凑，紧闸和松闸动作快，但冲击力大。在桥架类型起重机上大多采用这种制动器。
2制动性评价指标
评价制动性常用的两个指标是：
制动效能：制动效能指制动时所产生的制动减速度所经过的制动距离和制动时间；
制动效能的恒定性：制动效能的恒定性指制动器抵抗制动效能变坏的能力，如抗热衰退性能，即长时间反复制动使制动器发热时，制动效能的保持能力。
3电力液压鼓式制动器的结构特点
根据现有鼓式制动器的制动臂形状特征分为直臂结构、双弯臂结构、单弯臂结构、弯臂结构；弹簧的安装形式分为横簧和竖簧。
直臂结构：简单、工艺性好，使用中制动臂不受横向力，适应制动轮正反转向性能好、但是它的闸瓦摩擦片上、下两片磨损不均，上边在开闸状态还易于浮贴制动轮，加快磨损和轮的发热，因此开闸间隙必须加大而延长了制动时间。
弯臂结构：克服了摩擦不均的弊病，可使退距尽量变小，提高制动性能。
横簧结构：动作较灵敏，但刚度要求高，且制动衬垫摩擦过程中，力矩降的快。
竖簧结构：制动力矩直接显示，调整方便直观。
性能安全可靠，制动平稳，动作频率高；
主要摆动铰点装有自轴承，传动效率高，寿命长，使用过程中无需；
无石棉制动衬垫与制动瓦块采用卡装插入式、安全可靠，更换方便，快捷；
联锁式等退距装置，使用过程中始终保持两侧瓦块退距均等，避免因退距不均使一侧制动衬垫浮贴制动轮的现象。
4电力液压盘式制动器工作原理
其上闸力是轴向力，成对互相平衡，但其摩擦力对制动轮轴产生制动力矩，其大小依制动块的数目与安装而定。这种制动器的优点是对同一直径的制动盘可采用不同数量的制动块以达到不同的制动力矩。制动块的形状是平面的，摩擦面易于跑合，有时制动盘做成通风盘，更易于散热。体积小、质量小，动作灵敏，摩擦面积大，制动力矩大。它较多地应用于各类起重中。
5电力液压盘式制动器的优点
（1）结构简单紧凑，摩擦片磨损均匀，使用寿命长。
（2）制动盘对摩擦片无摩擦增势作用，制动效能受摩擦系数的影响较小。因此，制动器的稳定性较好。
（3）两摩擦面为平面接触，制动瓦退距小，因此两摩擦面贴合面积较大，制动平稳冲击小。
（4）易采取有效的散热措施（如在制动盘中开设通风道），散热面积大，因此散热性能好。
6电力液压鼓式制动器和电力液压臂盘式制动器的结构比较
6.1制动臂
鼓式制动器的制动臂现在大都由两片钢板组成，形状做成直的或弯的，主要由铰点的位置决定。直的制动臂可以保证制动轮轴不受弯曲力，弯的制动臂使下铰点（固定铰点）向内移，可以增大制动瓦块的包角。而液压臂盘式制动器的制动臂也是由两片钢板组成，形状做成了半直半弯的。
6.2等退距结构
液压臂盘式制动器的联锁式等退距均等装置，在使用过程中可始终保持两侧瓦块退距均等，完全避免了因退距不均使一侧制动衬垫浮贴制动盘的现象，并设有瓦块自动随位装置。
6.3衬垫磨损自动补偿装置
制动器在使用寿命期间不需要更换衬垫，若使用磨损补偿装置，则不需人工调节推杆的补偿行程，可使瓦块退距和制动器力矩在使用过程中保持恒定。
6.4轴承
主要摆动铰点均设有自轴承，传动效率高。
（1）鼓式制动器的杠杆结构简单，横簧结构不分左右式手动装置，竖簧结构和液压臂盘式制动器分左右式手动装置。
（2）制动瓦与制动臂采用销轴链接，制动衬垫铆接或插装在制动瓦上，更换十分方便。
电压比较器范文第3篇
关键词 配电变压器；空载损耗；负载损耗；负载率；有功损耗
中图分类号TM40 文献标识码A 文章编号 1674-6708（2013）84-0039-03
配电变压器是电力系统的末级变压器，其损耗约占全网损耗的20%左右，因此降低配电变压器的损耗对节能环保具有相当重要的意义。
2011年8月《国家电网公司第一批重点推广新技术目录》中要求2012年起，新增配电变压器全部采用节能型配电变压器。推广目录中对节能型配电变压器的定义为“S13及以上型号的系列配电变压器、非晶合金铁心变压器和调容变压器”。
以下对SH15、S14及S15高节能型配电变压器的节能效果进行了详细的分析。
1 损耗值的比较
1）SH15型非晶合金配电变压器的空载损耗约比S13型下降50%，负载损耗与S13型相同（见图表1）；
2）S14型配电变压器的空载损耗与S13型相同，负载损耗比S13型下降15%（见图表1）；
3）S15型配电变压器的空载损耗与S13型相同，负载损耗比S13型下降30%（见图表1）。
注 1：S13型配电变压器空载损耗约比S11型下降30%，负载损耗与S11型相同。
注2：S14及S15型配电变压器的空载损耗相当于欧盟指令EN 50464-1：2007中的A0级（空载损耗最低）；SH15型非晶合金配电变压器的空载损耗则明显优于A0级（见图表2）；
注3：S14型配电变压器的负载损耗介于欧盟的Ak级与Bk级之间；S15型配电变压器的负载损耗要优于欧盟的Ak级；SH15非晶合金配电变压器的负载损耗介于欧盟的Ck级与Bk级之间（见图表3）。
注4：欧盟能效标准中空载损耗分为E0、D0、C0、B0、A0五个等级，其中A0的空载损耗最低；负载损耗分为Dk、Ck、Bk、Ak四个等级， 其中Ak的负载损耗最低。
图表1 各类节能型配电变压器损耗值比较
图表2 空载损耗值与欧盟能效标准比较
图表3 负载损耗值与欧盟能效标准比较
2 节能分析
在各地区及国家的能效标准中，对于能效指标的定义各有差异。北美、南美以及澳大利亚等国采用的是变压器在50%负载率下的效率指标，欧盟及中国采用空载损耗和负载损耗指标，而日本和印度则采用一定负载率下的总损耗。尽管形式不同，但是三者都可以在同一的负载率、环境温度、频率和功率因素下进行换算并比较，在这些因素中，变压器负载率差异非常大。用户类型不同，负荷增长不同，相应的效率值也有很大不同（如商业和工业用户、城网和农网），这对于效率影响非常大。高效运行的变压器，必须选择合适的损耗比值。发达国家选购变压器时，常考虑变压器运行时的实际负载率，来决定它的损耗比。为了更好地理解负载率与空、负载损耗之间的关系，以下列举了变压器运行时的几个主要参数与负载率之间的关系来进行分析和比较。
2.1 有功损耗比较
有功损耗率是指变压器运行时自身有功损耗占总有功损耗的比率。配电变压器有功损耗率主要与变压器的主要性能参数、功率因数以及负载率有关。
有功损耗率可按如下计算：
Δp%=（Po+Ktβ2Pk）/（βSNCOSθ+ Po+Ktβ2Pk） （1）
Po：空载损耗；
Pk：负载损耗；
Kt：负载波动损耗系数，一般取1.05；
β：平均负载率；
SN：变压器额定容量；
COSθ：功率因数。
以额定容量50kVA、100 kVA、200 kVA、400 kVA为例，功率因数取0.9，各种负载率下的有功损耗率比较如图表4。
图表4 有功损耗率比较
由图表4可以看出：
1）SH15非晶合金配电变压器在负载率为20%～30%的情况下，其有功损耗率是最低的；
2）S14配电变压器在负载率为30%～40%的情况下，其有功损耗率是最低的；
3）S15配电变压器在负载率为30%～50%的情况下，其有功损耗率是最低的。
2.2效率特性对比
运行中的变压器损耗由两部分组成，即空载损耗Po和负载损耗Pk，在满载运行下的负载损耗为Pk，实际运行中的负载损耗为β2Pk ，β为负载率即运行中的实际负荷与额定负荷的比值。要节能必须要高效，一台低损耗的变压器也不是在任何负荷情况下都是高效的。变压器的效率η是输出的有功功率与输入的有功功率的比较，具体表达公式为：
η=βSNCOSθ/（βSNCOSθ+ Po+β2Pk） （2）
由式（2）可以看出，变压器的效率除了与容量大小和自身性能参数有关，还与负载率及功率因数有关。
以额定容量50kVA、100kVA、200kVA、400kVA为例，功率因数取0.9，各种负载率下的效率比较如图表5。
由图表5可以看出：
1）SH15非晶合金配电变压器在负载率为20%～30%的情况下，其运行效率最高；
2）S14配电变压器在负载率为30%～40%的情况下，其运行效率最高；
3）S15配电变压器在负载率为30%～50%的情况下，其运行效率最高。
由此可见，以上节能型配电变压器有功功率损耗最低的负载率区段与其效率最高时的负载率区段是一致的。在该区段运行，变压器能发挥其高效特性，节能效果最好。发达国家选购变压器时，常考虑运行时变压器的实际负载率，来决定其空负载的损耗比。而不同的损耗比也关系到变压器的制造成本。
图表5 效率比较
2.3 年综合损耗比较
变压器年综合损耗可依据下式进行计算：
Pt=8760.［Po+β2Pk+C.（Q0+β2Qk）］ （3）
β：平均负载率；
Q0：空载无功损耗（Q0= SN.I0%×10-2）；
Qk：负载无功损耗（Qk= SN.Uk%×10-2）；
C：无功经济当量，此处取0.1；
I0：变压器空载电流百分数；
Uk：变压器短路阻抗百分数；
SN： 变压器额定容量。
以额定容量50kVA、100 kVA、200 kVA、400 kVA为例，各种负载率下的年综合损耗比较如图表6。
图表6 年综合损耗比较
由图表6可以看出：
同容量的不同型号的配电变压器
1）在负载率低于30%时，SH15非晶合金配电变压器的年综合损耗最低；
2）在负载率大于50%时，S14型配电变压器的年综合损耗要低于SH15非晶合金配电变压器；
3）在负载率大于40%时，S15型配电变压器的年综合损耗最低。
3 结论
1）SH15非晶合金配电变压器在平均负载率较低时（20%～30%）有功损耗率最低，效率较高。在年平均负载率小于30%的情况下，应用SH15非晶合金配电变压器节能效果比较明显；
2）S14型配电变压器在平均负载率为30%～40%时，有功损耗率最低，效率较高。在年平均负载率大于40%的情况下，使用S14型配电变压器节能效果较好；
3）S15型配电变压器在平均负载率为30%～50%时，有功损耗率最低，效率较高。其年综合损耗率要低于S14型配电变压器，在年平均负载率大于30%的情况下使用节能效果显著。
电压比较器范文第4篇
关键词:放大器;塑封机;自动控制
中图分类号:P303+.3文献标识码:A 文章编号:1673-0992(2010)06A-0044-01
电子塑封机采用特殊胶片(护卡膜)把证件(如身份证等)、彩色照片资料等牢固地封装起来。
1设计
1.1 原理框图
FK-160型机电原理图如图1
图2为电子控制部分的框图。其中ND为小型单相交流电动机,电机带动两对胶辊作相对转动,夹在护卡膜里的塑料封件经过胶辊的加热,加压后牢固密封。
电子控制器的工作原理:
2单元电路
2.1 单相电动机正、反转自动控制电路
工业上一般采用电容启动式单相电动机,其正反转接法分别如图3、图4所示,图中u1.u2是主绕组,w1,w2是副绕组,v1,v2是接移相电容,移相电容与副绕组串联,由图2接法改为图3接法后,正、反转是通过改变其接线端子的连接来实现的流入主绕组的电流方向不变,而流入副绕组的电流方向改变,两种接法的旋转磁场方向不同,因而电动机转向不同。
2.2 电压比较器(电压比较放大器)
2.2.1 过零电压比较器(Ur=0)
在反向过零电压比较放大器电路中,运放里开环应用Ui输入信号UR是参考电压。
由理想运放条件:当Ui
Ui> UR时,输出U0=-U0m
因此根据输入电压的极性可判断Ui是大于还是小于UR的,如果将同相端直接接地就构成一过零电压比较器 。输入Ui 从负值进入正值,在过零处,输入电压的极性发生变化,从(+U0m)跳变为(-U0m)。比较器的输出电压U0与输入电压Ui的 关系和输入―输出特性曲线(又叫转移特性曲线)。过零比较器(下行)的U0―Ui曲线如图a所示。
进入正值,在过零处,Uo从(+Uom)变为(-Uom),这样的Uo―Ui特性称下行特性,如图1(a)所示。
在(b)同相输入上行过零比较器电路中有:
Ui
Ui>UR时,输出Uo=+Uom,与(a)反向输入下行过零比较器相反。
2.2.2单限电压比较器(UR≠0)
参数电压UR≠0的比较器称为单限电压比较器,有反向输入单限电压比较器和同相输入单限电压比较器两种它与过零电压比较器的区别仅在与输出电压Uo极性电压变化发生在Ui=UR处反相输入比较器,其Uo―Ui特性如图3所示。
2.2.3迟滞电压比较放大器
2.2.3.1 如果在过零电压比较器单限电压比较器电路中引入正反溃,这时比较器的输入、输出特征曲线具有迟滞线形状,这种比较器称为迟滞比较器(或滞回比较器)。
电阻Rf.RF构成正反馈电路,反馈信号作用于同相输入端,反馈电压为:uf=(Rf/Rf+RF).Uo
2.2.3.1.1 而vf=uf=(Rf/Rf+RF).Uo
2.2.3.1.2 同相输入迟滞比较器的反相输入端的电压是:U=ER………..(8)
同相输入端的电压Uf可用叠加方法求出,有 Uf=RF*ui/(Rf+RF)+Rf*Uom/Rf+RF……………………(9)
2.2.4 常用的电压比较器有三种:过零电压比较器,单限电压比较器,迟滞电压比较放大器,集成电压比较器。
2.2.5 集成电压比较器
以上介绍的各种比较器,既可以通过集成运算放大器组成,也可以采用专用的集成电压比较器。但集成运算放大器工作速度相对于集成电压比较器较慢,如果要求得到同样的响应时间,专用集成电压比较放大器的价格比较低。其次,专用集成电压比较放大器的输出电平一般可直接与TTL等数字电路兼容,而通过集成运算放大器的输出电平通常比较高,为了适应数字电路的逻辑电平,常常需要另外增加限幅措施。
结论:
塑料封装机温控电源的设计造型美观新颖,操作简单方便,预热迅速,升温均匀,控温稳定,封塑质量极佳。封塑后的照片等资料能防水、防潮、防涂改,美观坚挺不褪色,可长期保存。具有很好的应用前景。
参考文献:
电压比较器范文第5篇
关键词：PWM LM339 直流电机 控制器
中图分类号：TM33
文献标识码：A
文章编号：1007-3973（2012）008-030-03
1 引言
直流电动机具有良好的起动、转矩性能，适于在大范围内平滑调速，在许多电力拖动领域得到了广泛的应用。本设计主要针对小型直流电机平滑调速应用领域设计开发的控制器。在设计中选用模拟电路集成电路芯片作为控制器核心，舍弃了单片机控制的方法，控制功能完全由硬件电路完成，提高了工作的可靠性，同时降低了成本。
2 直流电机调速原理
早期的直流电动机调速系统采用改变电枢回路中的电阻的方式实现调速。这种方法结构简单；但效率低，串入电阻后电机机械特性变软，不能实现大范围和无级调速的性能。目前常用是PWM斩波技术实现直流电机的宽范围无级变速。直流电动机的转速n特性公式为 式Ua为电枢供电电压，Ia电枢电流，%O为励磁磁通，R为电枢回路总电阻，CE为电势系数， （p为电磁对数，a为电枢并联支路数，N为导体数）。改变输入电压Ua就可以对电机实现调速功能。
3 系统设计
设计方案主要由两部分组成：控制电路部分和主电路部分。主电路采用BUCK降压斩波拓扑，由于直流电机属于感性负载，为防止MOS管在关断期间发生击穿，在电机两端并联二极管进行续流。控制电路主要产生PWM波形，并提供各种过流、过热保护。
3.1 主电路
主电路如图1所示。
由于电机为感性负载，在图中将电机以L进行替代，则输出电压（%Z为导通占空比，UO是负载电压，E是电池电压）通过调节PWM的占空比来控制流过电机的电流大小。电容主要进行滤波，减小电池电压波动的影响；采样电阻的作用是电流采样，进行过流保。
3.2 控制电路
在控制电路中选用LM339电压比较器芯片引脚图如图2，其内部装有四个独立的电压比较器，是很常见的模拟集成电路，可以方便的组成各种电压比较器电路和振荡器电路，能达到设计要求。用LM339产生锯齿波信号和参考信号经过一个比较器产生PWM波形。锯齿波电路如图3，上电时电容开始充电，电压增加。11脚电位高于10脚，比较器13脚输出高电平。10脚的波形就是电容的充电过程曲线，也就是锯齿波的上升沿。随着电容不断充电，10脚电位不断升高，当高于11脚时电压时，比较器翻转输出低电平，这样原来截止的负反馈回路导通，电容通过这个回路向13脚迅速放电。10脚波形就变成了电容的放电曲线，锯齿波的下降沿。
10脚电压随电容不断放电而减小，当其电压小于V11，时比较器又翻转，电容重复充电过程，如此往复下去就形成了连续的锯齿波形。PWM波形产生电路如图4所示。加速器的输入信号为0～5V，锯齿波幅值为0～5V，当加速信号高于锯齿波信号时比较器输出高电平，锯齿波电平高于加速信号电平，比较器输出低电平，通过对加速信号的调节，改变比较基准，实现占空比的调节。
3.3 过流保护电路
为保障电路板的安全以及电池电机的安全，需要在控制电路中加上过流保护，来限制主电路的最大电流，防止由主电路过流引起的安全事故的发生。过流保护由一个比较器和一个运放组成如图5，图中R为康铜丝采样电阻，由于这种电阻阻值很小，通20A电流时仅产生百毫伏的分压，需要对采样电压进行一级放大，放大采用MCP6282，然后送到比较器，通过与设定的基准的比较，决定输出保护信号电位的高低。
设计过流保护具有自锁和自启动功能，在PWM的一个周期内当有过流发生时，比较器输出过流保护信号并自锁，使比较器在这一个周期内一直输出过流信号而不受采样电压的影响，当下一个周期来临时，过流保护信号自锁解除，比较器仍根据采样电压判断是否输出过流信号，此自启动功能由峰值电流调控来实现。如图5所示。
图5中，正相输入端5脚为采样电压信号，反相输入端4脚为基准电压，当5脚电位高于4脚电位，即过流时，比较器输出端2电位变高，三极管Q导通，使得与之联通的PWM信号被封锁，实现了过流保护。在未过流前，比较器输出为低，正反馈回路由于二极管的作用被关断，5脚电位不受其影响。过流时，比较器输出端翻转为高电平，通过正反馈回路使5脚电位变为 (比较器高电平输出近似为 )调整R22，R19的阻值使得V5大于基准电压4引脚处电位，则比较器输出端一直为高电平，从而不受采样电压的影响，实现过流自锁功能。自启动功能由二极管D4实现，D4的阴极接到锯齿波发生电路的放电端，即图3中的13脚，在一个周期内电容未放电时，13脚为高电平，但由于二极管的作用，此时对5脚电位无影响。电容放电时，比较器翻转，13脚为低电平，在这段时间内5脚电位被拉低，这样每个周期内5脚电位都会被拉第一次。一旦过流保护被自锁，下一个周期内，由于5脚电位被拉低，比较器就会解除自锁，实现重启动。
3.4 欠压保护电路
随着电池电量的减小，电池两端的电压会下降，如果不采取措施会使电池过放电，影响电池寿命。
欠压保护由一个比较器来实现，如图6所示。反相输入端6脚为基准电压，同相输入端7脚是经过分压处理后的电池电压信号。比较器输出端1脚通过反接一个二极管接到加速信号。当电池电压正常时，比较器输出端为高电位，由于二极管的作用高电位对加速信号没有影响。当电池欠压时，7脚电位小于6脚电位，比较器输出翻转，1脚变为低电平，进而将加速信号拉低为低电平，这样PWM信号就会变为低，从而使主电路断开，电池停止放电，这样就起到了欠压保护的作用。
3.5 过热保护电路
如图7所示，其中二极管正端接加速信号端。热保护用一个运放就能完成保护功能，运放的反向输入端是基准电压用来设定温度上限，同向输入端负温度系数的热敏电阻采样分压。热敏分压高于基准电压，运放输出高电平，二极管截止。当温度高时，热敏的阻值变小，分压变小，比较器输出低电平，二极管导通，电平将加速信号拉低，PWM输出变低，从而起到了保护的作用。
4 调试结果
经过调试和测试，控制器PWM驱动波形如图8所示波形比较好没有毛刺。过流响应如图9所示，响应速度快。MOS管驱动波形如图10所示与PWM波形有很好的一致性。接入电机上电实验表明该系统具有很好的调速性能，平滑性也比较好。
5 结论
本设计小型直流电机控制原理简单，运行可靠稳定。输出峰值功率可达1KW。该设计采用PWM直流斩波技术构成的无级调速系统，能够很好的实现对直流电机速度的控制，在保护方面能够对电池以及控制器本身的保护，启停时对直流系统无冲击。特别是该系统应用单纯的模拟系统，为低成本直流电机控制器的设计开辟了新的道路。
参考文献：
[1] 汪玉成.直流电机PWM调速系统设计[J].商场现代化,2007(05Z):389-389.
[2] 康华光.电子技术基础模拟部分(第五版)[M].北京:高等教育出版社,2006.
