滤波电路

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滤波电路范文第1篇

【关键词】有源电力滤波器；谐波补偿；级联型多电平变流器；电流型有源电力滤波器；拓扑

1 引言

随着电力电子技术的飞速发展，大功率开关器件被大量应用到各种电源装置中，为各种设备提供了一个高速、高效、节能的控制手段。但是，由于利用开关的通断对电能进行变换，必然会产生无功电流和高次谐波，引起波形失真，对电力系统各项设备及其用户和通信线路产生日趋严重的有害影响。传统的无源补偿装置是并联电容器或LC滤波器，其阻抗固定，不能跟踪负荷无功需求的变化，远远不能满足电力系统对无功功率和谐波进行快速动态补偿的要求。有源电力滤波器（简称APF）是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，它能对大小和频率都变化的谐波和无功分量进行实时的补偿，又被称为静止无功发生器（SVG）。作为柔流输电系统（FACTS）中的重要部分，APF的研究受到了各国学者的高度重视。

如何实现大功率有源电力滤波器已取得了不少的研究成果。对于大容量的电力电子装置，如果简单地采用普通电路的主电路拓扑，则对所使用的电力电子器件在容量方面有比较高的要求。由于电力电子器件随着容量的增大其所允许的开关频率却越来越低，而较低的开关频率又直接影响有源电力滤波器的补偿效果，所以在将有源电力滤波器用于大容量谐波补偿时就面临着器件开关频率与容量之间的矛盾。为解决这一矛盾，国内外学者提出了各种性能优越的有源滤波器主电路拓扑结构。要实现大容量的谐波补偿或实现有源补偿功能的多样性，需要APF具有较大的装置容量。但由于受目前电力电子器件功率、价格及其串并联技术等的限制，这势必使装置初始投资变大，并且大容量的有源电力补偿还将带来大的损耗、大的电磁干扰以及制约APF的动态补偿特性等问题。因此，各种性能优越的混合型补偿方案的研究应运而生。本文将几种应用比较广泛的拓扑进行归拢比较，指出它们各自的优缺点，并在此基础上提出了基于载波相移技术的电流型APF和级联型APF结构。

2 APF的工作原理及其分类

对APF可以这样来定义：将系统中所含有害电流（高次谐波电流、无功电流及零序负序电流）检出，并产生与其相反的补偿电流，以抵消输电线路中有害电流的半导体变流装置。变流装置在检测系统的控制下将直流电能转化为有害电流所需要的能量，或者说：补偿装置所产生的电流波形正好与有害电流的频率幅值完全相同，而相位正好相差180°，从而达到了补偿有害电流的效果。作为一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置，APF能对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行实时补偿。它的主电路一般由PWM逆变器构成。根据逆变器直流侧储能元件的不同.可分为电压型APF和电流型APF。。电压型APF在工作时需对直流侧电容电压控制，使直流侧电压维持不变，因而逆变器交流侧输出为PWM电压波。而电流型APF在工作时需对直流侧电感电流进行控制，使直流侧电流维持不变，因而逆变器交流侧输出为PWM电流波。电压型APF的优点是损耗较少，效率高，是目前国内外绝大多数APF采用的主电路结构。虽然电压型APF在降低开关损耗、消除载波谐波方面占有一定优势，但电流型APF能够直接输出谐波电流，不仅可以补偿正常的谐波，而且可以补偿分数次谐波和超高次谐波，并且不会由于主电路开关器件的直通而发生短路故障，因而在可靠性和保护上占有较大的优势。随着超导储能磁体的研究，一旦超导储能磁体实用化，必可取代大电感器，促使电流型APF的应用增多。

2.1 新型电流型APF

在许多文献中，对电压型的有源滤波器讨论较多，主要原因是电压型有源滤波器用电容储存能量，其效率高于电感储存能量。此外，电压型变流器的交流增益较高。但是，电流型有源滤波器也有许多优于电压型有源滤波器的特点：

1）电流型有源滤波器直接控制电流，而电压型有源滤波器通过控制电压间接控制电流，对于并联型有源滤波器场合，电流型有源滤波器有更好的电流控制能力；

2）电流型有源滤波器中，采用L-C滤波器，这种结构能在传输带宽与抑制高次谐波之间做出较好的折中，在同样的开关频率和输出相同的谐波能量时，电流型有源滤波器滤除开关谐波的效率高于电压型有源滤波器；

3）电流型有源滤波器保护更容易，工作稳定性更高。

载波相移SPWM技术的本质是自然采样SPWM技术和多重化技术的有机组合，该技术可以在较低的器件开关频率下取得与较高开关频率等效的结果。不但使SPWM技术应用于特大功率场合成为可能，而且在提高装置容量的同时，有效地减小了输出谐波，提高了整个装置的信号传输带宽。这就解决了大功率装置与器件开关频率较低的矛盾，可使GTO等特大功率器件组成的变流器用于APF装置。我们提出了一种实用于APF的基于载波相移SPWM技术的电流型变流器。与SPWM技术相比，采用这项技术来消除相同的谐波所需的开关频率更低。

2.2 APF基本拓扑结构

根据APF与电力系统的连接方式可将其分为并联型、串联型及串-并联混合型。并联型APF，由于与系统并联，可等效为一个受控电流源。并联型APF可产生与负载谐波或无功电流大小相等、相位相反的补偿电流，从而将电源侧电流补偿为正弦波。并联型APF主要用于感性电流源型负载的谐波补偿，目前技术上已相当成熟，投入运行的APF多为此方案。串联型APF，通过变压器串联在电源与负载间，可等效为一受控电压源，主要用于消除带电容的二极管整流电路等电压型谐波源负载对系统的影响，以及系统侧电压谐波与电压波动对敏感负载的影响。串联型APF中流过的是正常负载电流，损耗较大，而且投切、故障后退出及各种保护也较复杂。串-并联型APF，其兼有串、并联型APF的功能，可解决配电系统发生的绝大多数电能质量问题，具有较高性价比。

2.3 无源与有源混合型APF

大容量的有源滤波器由于造价高、功耗大，在实际应用中受到限制。为了获得较好的滤波特性，又尽可能降低造价，人们开始研究无源与有源混合应用的方法，提出了串联有源滤波器与并联无源滤波器共用的方案；带串联L-C电路的有源滤波器方案；以及两个有源滤波器与一组无源滤波器的电力线调节器方案。

综合电力滤波系统主电路结构对于负载侧的谐波电流源，有源滤波器被控制为一个等效谐波阻抗，它使无源和有源滤波器总的串联谐波阻抗对各次谐波都为零，从而使所有的负载谐波电流全部流入无源滤波器支路，达到提高无源滤波器滤波效果的目的，此时有源滤波器的输出补偿电压为所有负载谐波电流流过无源滤波器时产生的电压。对于电源电压中的畸变电压，有源滤波器被控制产生与其相同的谐波补偿电压，以抑制电源电压畸变产生的谐波电流。由于有源滤波器不是直接对谐波电流进行消除，而是起到提高无源滤波器滤波效果的目的，它所产生的补偿电压中不含有基波电网电压，只含有谐波电压，故其功率容量很小，具有良好的经济性，适于对大容量的谐波负载进行补偿，该混合电力滤波器的特点是：利用无源滤波网络滤去5、7次等低次电流谐波，并进行基波无功功率的补偿，使有源滤波器不直接承受电网电压和负载的基波电流，仅起负载电流和电网电压的高次谐波隔离器的作用，因而有源滤波器的容量可以设计得较小，利用串联的有源滤波器增加高次谐波阻抗而对基波无影响的特性，可以改善无源滤波器的滤波效果，防止与电网之间发生谐振；同时，也避免了并联有源滤波器的谐波电流注入并联的无源滤波器形成谐波短路的现象，提高了有源滤波器的有限容量的利用率。但是，在该种拓扑中，有源滤波器的性能很大程度上决定于电流互感器的特性。

新型混合有源滤波器拓扑，该拓扑具有以下几个优点：

1）采用开关频率较低的IGBT构成的逆变器来进行无功补偿；

2）由开关频率高，耐压较低的MOSFET构成的逆变器进行谐波电流补偿；

3）IGBT和MOSFET逆变器共享直流测电压，简化了控制；

4）IGBT直流侧所需电压可大大降低，因为它的主要作用是维持基波电压。因而与传统的APF相比，该APF系统工作的电压等级更低；

5）高频逆变器的输出侧采用变压器隔离，可消除大部分干扰。

2.4 级联型大功率APF

对于大功率的电力电子装置，在使用有源电力滤波器进行谐波抑制和无功补偿时，相应地要求有源电力滤波器要具有较大的容量。如前所述，当有源电力滤波器用于大容量谐波补偿时将面临着器件开关频率与容量之间的矛盾。目前工业现场中常采用多台小容量有源电力滤波器并联，尤其对一些具有电流源性质的设备。这种方案的补偿控制原理， APF是并联型有源电力滤波器；K是投切开关。每个APF有各自的主电路和控制电路，各APF的控制和补偿由其自身来完成。其优点在于每个有源电力滤波器具有相对的独立性，当其中某一个APF出现问题时，并不影响其它APF的工作。其不足之处主要在于各有源电力滤波器输出的补偿电流之间缺乏协调控制，波形没有进一步改善，且控制电路的数量相对较多。近年来，为抑制大功率电力电子装置谐波源所产生的谐波，已研究出多种多重化的主电路拓扑，比较有代表意义的是级联型多电平变流器。这种变流器相对于二极管钳位型多电平变流器、电容钳位型多电平变流器，有以下优势：

1）开关器件和电容承受的负荷相同，器件开关频率相同；

2）所用器件较少，为了获得同样的电平数在三者中使用的器件数最少；

3）输出谐波低；

4）各模块结构相同，可以实现模块化设计和组装，无须额外设置钳位二极管或平衡电容，易于多重组合、安装、调试；

5）这种结构可以利用软开关技术，能够减小缓冲电路的尺寸甚至可以采用无缓冲电路。

基于这种变流器，我们提出一种由级联型变流器构成的并联型APF。这种有源电力滤波器的特点是：

1）各单相全桥模块的器件在基频下开通关断，所以电磁干扰和开关损耗小，效率高，而等效开关频率高且不需要通过变压器级联；

2）解决了大功率装置容量与器件开关频率低的矛盾；

3）为了获得同样的电平数在多电平变流器中使用的器件数最少；

4）由于每个模块采用相同的电路结构，可以实现模块化设计和组装，无须额外设置嵌位二极管或平衡电容，且开关管工作状态和负荷一致；

5）基于低压小容量变换器级联的组成方式，技术成熟，易于模块化，直流侧容易实现电压均衡；

6）可采用软开关技术，以避免笨重、耗能的阻容吸收电路。

因此，由级联型变流器构成的并联型APF比较适合于中、低压电网的无功补偿和谐波抑制。

3 结语

滤波电路范文第2篇

【关键词】忆阻器；滤波器；频率特性

基于忆阻器的电学特性（以下讨论中皆以M作为忆阻器的电学符号）与数学公式推导[1,3]，可以通过Pspice建立理想的忆阻器模型[2]。仿真表明，当输入电压为正时，电阻随着电压的增大而增大，但当电压值正向减小时，相同的电压值对应更大的电阻值。当输入电压为负时，电阻值随着电压的减小而减小，但当电压负向增大时，相同的电压值对应更大的忆阻器阻值。体现在波形中，忆阻器的伏安特性显示为滞回曲线[3]。以下通过用忆阻器的模型代替RC电路中的电阻而构造出MC滤波电路。

1.RC和MC电路频域滤波特性研究

利用已经在Pspice上构建好的的忆阻器模型搭建二阶MC滤波电路，此忆阻器模型的Ron=1K，Roff=1000K，然后分别对二阶RC和二阶MC低通、高通、带通三种滤波电路进行仿真，得出各种滤波电路的频率特性曲线，并将二阶RC、MC滤波电路的频率特性曲线进行对比和分析，以及研究一阶MC滤波电路频率曲线的动态范围与二阶MC滤波电路频率曲线的动态范围的差别。

1.1 RC、MC低通滤波电路的研究

对一阶RC滤波电路、MC滤波电路和二阶RC滤波电路、MC滤波电路(代替R1或代替R2)都进行Pspice仿真，并计算各电路频率特性曲线的3dB截止频率，如表1。图1中(a)为RC二阶低通滤波电路，用忆阻器模型替代(a)中的R1和R2各仿真得出的频率特性图一样。

(a) (b)

对比各滤波电路的频率特性曲线，RC低通滤波电路的频率特性是一条固定的曲线，而MC低通滤波电路的频率特性则是一条变化的曲线，其曲线的变化范围位于忆阻器的阻值为Ron和Roff时的曲线之间。由图(b)可知，用忆阻器模型代替R1或R2时的低通频率曲线无明显区别。根据表得出1，二阶MC低通电路的3dB截止频率变化量比一阶的要小。

1.2 RC、MC高通滤波电路的研究。

(a) (b)

对比各滤波频率特性曲线，RC高通滤波电路的频率特性曲线也是固定的，而MC低通滤波电路的频率特性曲线也是变化的。由图(b)可知，与低通滤波器相似，用忆阻器模型代替R1或代替R2时的高通频率曲线也没有明显差别。根据表2，二阶MC高通电路的3dB截止频率变化量比一阶变化的要小。

1.3二阶RC、MC带通滤波电路的研究

记录了各电路频率特性曲线的3dB通带频率及其带宽。用忆阻器模型替代二阶RC带通电路中的中的R1和R2仿真得出的频率特性图差别较大，如图3中的(a)、(b)图。

(a) (b)

用忆阻器模型代替R1或代替R2时滤波电路的带通频率曲线不一致，且代替R1时的带通频率曲线的变化要大。由表3可知，替换R2的滤波特性曲线的带宽变化范围要大于替换R1的滤波特性曲线。

2.总结

通过以上对二阶MC滤波电路的仿真结果与RC滤波电路、一阶MC滤波电路的一些参数进行对比与分析，可以得出以下三个结论。

(1)无论一阶还是二阶滤波电路。RC滤波电路的频率特性曲线不随频率的变化而变化，而MC滤波的各种电路都是一条变化的曲线，曲线的变化范围由忆阻器的Ron和Roff有关。

(2)在二阶低通和高通滤波电路中，用忆阻器代替原二阶RC电路中任意一个的电阻，其频率特性曲线的区别不大，而在带通滤波电路中，其差别比较显著。

(3)从表1和表2的数据分析得出，二阶MC低通高通滤波电路的3dB截止频率的变化量要小于一阶MC低通高通滤波电路，即二阶滤波电路的频率特性曲线波动范围比一阶的小。可以推断出，MC滤波电路的频率特性曲线的波动范围会随着电路阶数的增加而减小。　[科]

【参考文献】

［1］CHUA,L.O.Memristorthe missing circuit element.IEEE Trans.Circuit Theory,1971,vol. CT-18,no.5,p.507-519.

滤波电路范文第3篇

关键词： 980 nm波长泵浦源； 恒流源； 温度控制器； 单片机控制器

中图分类号： TN248.4?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）13?0119?03

Design of driving circuit of low?power 980 nm laser diode

DONG Yang， CHEN Hai?yan， CHENG Chang?yan， HUANG Chun?xiong

（School of Physics Science and Technology， Yangtze University， Jingzhou 434023， China）

Abstract： The driving circuit of a low?power 980 nm LD used for the photonic generation microwave and millimeter wave signal sources was designed， which consists of protection circuit， feedback circuit， optical power detection， constant?current source design， temperature control circuit， MCU display circuit， etc. The circuit is used to derive the LDM9P903 butterfly LD. The output characteristics of 980 nm LD were tested.

Keywords： 980 nm LD； constant?current source； temperature controller； MCU controller

0 引 言

高性能的980 nm波长半导体激光器（LD）在激光器、光放大器、光信息处理等领域具有重要应用[1?5]。稳定的驱动电路是实现高性能980 nm波长泵浦激光器的重要保证。由于LD对于电流变化的承受能力较差，微小的电流变化将导致光输出的极大变化，这些变化直接危及器件的安全使用，因而在实际应用中对驱动电源的性能稳定和安全保护有着很高的要求。为了保证激光器的稳定工作、性能可靠和使用寿命长，需要设计出具有抗干扰能力强、具有保护特性的电源及驱动电路[6?10] 。

本文设计一种用于LDM9P603半导体激光器的驱动电路，该激光器的中心波长为980 nm，并对激光系统的输出特性进行测试。

1 980 nm波长激光器系统的基本组成

980 nm波长泵浦激光器系统由电源、保护电路、激光二极管驱动电路、温控电路及显示电路组成。激光器系统选用LDM9P603半导体激光器作为系统光源，该激光器是一款具有14引脚的蝶形封装激光器，其最大正向电流为192 mA，最大输出功率为110 mW，阈值电流为15 mA，最大工作电压1.5 V，中心波长为973 nm， 工作温度范围为-20 ℃～70 ℃。

2 电源及保护电路

电源电路的好坏直接影响系统工作的稳定性，针对开关闭合和开启会产生很大冲击电流，导致半导体激光器损坏和电流不稳定，进而会改变其输出功率的特点，在设计电源电路的同时，采用慢启动电路，电路原理图如图1所示。 用12 V的开关电源供电，滤波后经三端集成器U1（LM7806）转变为6 V电压，通过电阻[R12]给大电容[C11]充电，电容[C12]连接三极管的基极，电容[C11]在充电的过程中电压不断升高使得功率管Q3，Q4的状态由截止变为导通，当电容充满电时，功率管处于导通状态，电压输出端输出约5 V的电压。在输出端并联几个滤波电容，使输出电压纹波更小。该电路给激光器的驱动电路、温控电路以及显示电路供电。

3 电流可调驱动电路

半导体激光器在工作时要求工作电流非常稳定，电路中的电流不受激光器的非线性特性影响，供电电路必须是低噪声的恒流电路，电流可调驱动电路的原理图如图2所示，整个电路由上述慢启动电路供电。

该电路为电流串联负反馈电路，由[R8]采样的电压经过电压跟随器反馈给运算放大器的反向输入端，正向输入端接滑动变阻器，改变滑动变阻器阻值可以改变正向输入电压，[R8]的采样电压[U8]等于滑动变阻器输入运放正向输入端的电压，范围为0～2 V可调，通过[R8]的电流[I8=U8R8]变化范围为0～200 mA，即通过LDM9P603的电流在0～200 mA范围内连续可调。[R8]选用康铜丝作为采样电阻，康铜电阻稳定性好，电阻随温度变化小，Q3，Q4作为调整管，D2为开关二级管IN4148，用于减少电流的改变对激光器的损害。

4 温控电路

温控电路控制LD泵浦模块的温度变化响应，使热电致冷器的驱动电流维持在合适的工作温度，其核心部分是MAXIN公司的MAX1969芯片，如图3所示。MAX1969是高度集成、高效率的脉冲宽度调制开关型驱动器，可以实现0.01 ℃的控制精度。采用直接电流控制，消除了热电致冷器中的浪涌电流。

5 显示电路

显示电路如图4所示，整个系统主要由8位单片机STC12C5A60S2和1602液晶显示器构成，用于显示激光器的工作电流与功率的大小，实时监测激光器的工作状态。STC12C5A60S2是一种增强型51单片机，不仅速度比89C52快，而且内部还集成了一个8通道的10位ADC，转换速度为250 kHz，该ADC精度高，转换速度较快，完全可以满足测量要求。将一个精度较高、稳定性好的小电阻[R1]与激光器串联，通过单片机测量电阻[R1]两端的电压[U1，][U2，]激光器LD两端的电压[U2，][U3，]通过程序可以将流过激光器的电流和功率显示在1602上，其中[I=（U1-U2）R，P=I（U2-U3） 。]

6 测试结果

图5为980 nm波长泵浦激光器的输出特性曲线。激光器的阈值在18 mA左右，当泵浦电流为150 mA时，泵浦激光器的输出功率为54.5 mW。所得输出功率比厂商所给出的参考值略偏小，这时由于测试光纤的熔接及活动跳线链接头导致额外插入损耗，所得结果在可接受范围之内。此外，对系统的稳定性进行了测试，结果表明，系统连续工作0.5～4.5 h后，系统输出电流没有变化，表明驱动电源的电流稳定性较好。

图4 显示电路

图5 980 nm激光器输出特性

7 结 语

设计了用于光生微波-毫米信号源的低功率980 nm波长泵浦激光器系统的驱动电路，并对激光器系统进行测试，测试结果表明，激光器的阈值在18 mA左右，当泵浦电流为150 mA时，泵浦激光器的输出功率为54.5 mW。该激光器具有良好的温度、电流稳定性，制作成本低廉。

注：本文通讯作者为陈海燕。

参考文献

[1] 廖平，莫少武.用于光纤测量的1 310 nm/1 550 nm半导体激光驱动电源[J].激光技术，2013，37（4）： 541?546.

[2] 卢凯，刘百玉，白永林，等.大功率半导体激光器驱动电源的设计[J].红外与激光工程，2012，41（10）：2680?2684.

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[4] 周真，齐忠亮，秦勇.小功率半导体激光器的驱动方法设计[J].红外与激光工程，2012，41（10）：2689?2693.

[5] 孙金光，李福超，魏小辉，等.一种新的微波/毫米波产生方法[J].现代电子技术，2011，34（4）：141?143.

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[8] 陶宁，姜海明，肖峻，等.光纤放大器抽运模块LD驱动电流源设计[J].激光技术，2010，34（6）：819?824.

滤波电路范文第4篇

【关键词】集成电路；稳压电路；显示电路

1.引言

在电子技术中，频率是最基本的参数之一，并且与许多电参量的测量方案、测量结果都有十分密切的关系，因此，频率的测量就显得更为重要。测量频率的方法有多种，最初的经典的振簧式频率表经电动式、铁磁电动式结构的指针式型频率表和后来发展到使用示波器。但不管使用哪一种，不仅体积大、价格昂贵，而且操作过程复杂，携带也不方便。现在电子计数器测量频率具有精度高、使用方便、测量迅速，以及便于实现测量过程自动化等优点，是频率测量的重要手段之一。频率计作为电子测量和仪器仪表专业领域中的重要仪器要经常用于测量频率、周期、频率比和进行计数以及测量时间，文中应用数字电路知识设计出了数字频率计。它不仅体积小、价格低廉，而且操作方便快捷，可以广泛应用于计算机系统，通信广播设备，生产自动化测控装置，带有LED，LCD数字显示单元的多种仪器仪表以及诸多的科学技术领域。

2.设计基本框图

数字频率计的主要功能是测量周期信号的频率。由于频率和周期之间存在倒数关系（f=1/T），所以只要测得两者中的一个，另一个可通过计算求得。频率是在单位时间（1s）内信号周期性变化的次数。这里我们采用直接测在给定的1s时间内对信号波形计数，并将计数结果显示出来，就能读出被测信号的频率。由于计数脉冲必须为方波信号，所以要用施米特触发器对输入波形进行整形放大。由于日常用交流电的频率为50Hz，这里可以利用记数器记录50个脉冲的时间作为秒脉冲信号。这个秒脉冲加到门与上就能控制检测出待测信号在1秒内通过与门的个数，脉冲个数由计数器计数，结果由七段显示器显示。因此该频率计电路由输入整形电路，秒脉冲信号发生电路，计数器，显示器等组成。

3.具体设计过程

3.1 放大整形电路

为了使放大器的输出信号能与数字电路相适应，故采用低电压（+5V），单电源运算放大器这里选用F158，整形器通常的是用施米特触发器。施米特触发器也可由555或其它门电路组成，在这个设计方案中将选用7555。

3.2 秒信号发生电路

（1）输入电源

这里采用利用W78XX系列的三端稳压器将日用交流电（220V.50Hz）变压后的电压（5V，50Hz）作为秒信号发生电路的输入电压。W78XX系列的三端稳压器为固定式稳压电路稳压器，其输出电压有5V，6V，9V，12V，15V，18V和24V共7个档次，型号后面的2个数字表示输出电压值。输出电流分1.5A（W7800），0.5A（W78M00）和0.1A（W78L00）3个档次。如W7805，表示输出电压为5V，输出电流为1.5A。它因性能稳定，价格低廉而得到广泛的应用。

（2）秒信号产生

由于日常用交流电的频率为50Hz，变压后的5V交流电频率仍为50Hz。这里可以利用记数器记录50个脉冲的时间作为秒脉冲信号。在把信号送入记数器前仍要整形，这里仍采用555定时器与其它门电路组成整形电路。

3.3 主控门电路

该部分电路在整个电路中起着控制频率计数的开始的作用，相当于一个开关电路。这部分由RS触发器和一只反相器组成，原理如图1所示。

在秒信号发生电路中，也有同样的闸门电路来控制记数的开始和结束，只不过那里的开启信号是待测信号。

3.4 计数，译码，显示设计

这一部分是频率计电路的核心部分，也是设计的重点。在这一部分中整形后的脉冲首先通过的计数器，计数器输出的信号为8421BCD代码，再经译码变成七段字形代码，七段数码管显示出来。计数器选用十进制中规模集成计数器，在这儿选用74LS160，译码器选74LS48，显示的为LED数码管显示器。这一部分的连线电路图如图2所示。

4.总电路图

数字频率计设计的总电路图如图3所示。本数字频率计的主要功能是测量周期信号的频率。当没有信号输入时，555定时器电路输出低电平，通过RS触发器使与门1关闭，则定时计数器不工作，电路处于不工作状态。当有信号输入时，通过与非门组成的施密特触发器整形后输出一个高电平，通过RS触发器把与门1打开，此时定时计数器开始工作，同时，用于显示的计数器也开始工作。在测频率前首先要将频率计上的复位开关按一下，让内部的RS触发器复位，而后开始测频率。

5.结束语

该电路只可以测1～9999Hz范围的频率，如果想测更大范围就需要对电路进行扩展。可以在输入整形脉冲后加一级分频器，如果是10倍分频，电路的测量范围可以增加到10倍；还可以在定时整形脉冲后加倍频器，如果是10倍频，则电路的测量范围可以增加到10倍。

利用数字电路知识设计了一种数字频率计，它实际上就是一个脉冲计数器，即在单位时间里（如1秒）所统计的脉冲个数。电路由输入整形电路、时钟振荡器、分频电路、量程选择开关电路和计数、译码、显示电路等组成。本多功能数字频率计电路设计的使用方便、体积小、成本低、测量误差小，实用性强，可在1～9999Hz范围内使用。虽然测量量程有限，但是可扩展性比较强。要想获得较宽的量程可以对电路进行扩展。

参考文献

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[5]童诗白，华成英.模拟电子技术基础（第3版）[M].北京：高等教育出版社，2003.

滤波电路范文第5篇

【关键词】微带滤波器;低通分布参数

Abstract：This paper introduces the specific parameters of microstrip low-pass filter of the production process.Data generation and the lumped parameter and distributed parameter is introduced in detail.The simulation results show that the circuit and parameters of this design can satisfy the design index.This design method has significance to development of low-pass filter.

Key words：MicrostripFilter;Low-Pass;Distribution Parameter

1.设计指标

本文设计针对最高工作频率为6GHz的微带滤波器，微带线基片厚度为1mm，相对介电常数为=2.65，预期最终达到以下指标：

（1）微带线特性电阻为50。

（2）最高工作频率为6GHz。

（3）带内衰减为0.1dB。

（4）在频率10GHz时衰减大于30dB。

（5）工作温度：-45℃～+65℃。

2.集总参数滤波电路设计

为了保证滤波器在6GHz处也能满足指标，特选取=6.5GHz，在=10GHz时，采用切比雪夫特性的滤波器，根据带外衰减陡度的要求确定滤波器的节数n，衰减波纹为1db，查表得到低通原型滤波器归一化元件参量值：

g1=2.1349 g2=1.0911 g3=3.0009 g4=1.0911 g5=2.1349 g6=1.0000

由归一化元件参数值换算成实际滤波器的集中参数元件参量值后，得到：

由此在ADS上进行集总参数低通滤波器的仿真，仿真结果表明，在10GHz该电路虽然能达到30dB的衰减，但是在6GHz通带内的带内波纹系数太大，无法满足预设的带内0.1dB的衰减。

因此也证明随着电路工作频率的升高，不再适合于使用集总参数元件构造滤波电路。一般情况下，当工作频率高于500MHz后，就不再适用于集总参数滤波电路。所以需要使用基于分布参数电路构建的滤波电路。

3.集总参数转换为分布参数方法

1）Richards变换：即利用一定长度的终端开路或者终端短路无耗传输线构造等效的电容或者电感，从而可以实现使用分布式参数电路替换集总参数滤波电路中的相应原件。

2）Kuroda规则：即是一种利用单位元件进行电路变换的规则（如图1所示）。

得到各个阻抗的大小值，乘以阻抗50得到真实阻抗值：Z1=Z5=2.468的实际值为123.4，Z2=Z4=0.412的实际值为20.6，Z3=0.3323的实际值为16.615，ZUE1=ZUE2=1.41的实际值为70.5，ZUE3=ZUE4=1.681的实际值为84.05。

图1 微带滤波器结构图

利用Richards变换将电感用短路线代替，电容用开路线代替。利用Kuroda将串联线变为并联线段，在滤波器的输入、输出端口引入两个单位元件，设计出的电路结构图如图1所示。

4.电路仿真设计

根据此设计结果，利用ADS软件调用微带部分的仿真结果进行联合仿真，得到分布参数电路原理图，进而得到版图，如图2所示，使用的板材是聚四氟乙烯玻璃纤维板F4B，相对介电常数εr为2.65，板厚1mm，覆铜厚度17um，结构。

图2 微带低通滤波电路

通过版图仿真特性图3，其S（2，1）可看出在6GHz里，通带衰减很小，一过6GHz后，衰减开始增大，当频率到达10GHz后达到了30db的衰减，基本满足微带线低通滤波器的设计要求。

图3 版图仿真特性图

5.总结

本文对于低通滤波器的制作，突出了分布参数低通滤波电路在中高端频率的优点。介绍了集总参数到分布参数的转换方法，其研究方法可以推广到类似滤波器的开发。

参考文献

[1]刘若冰，孙厚军，等.X波段微带高低阻抗线低通滤波器设计[J].微波学报，2012（8）：281-284.