开关电源设计
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开关电源设计范文第1篇
开关电源中的功率开关管在高频下的通、断过程产生大幅度的电压和电流跳变,因而产生强大的电磁骚扰,但骚扰的频率范围(
电磁骚扰
讨论电磁骚扰一般是从骚扰源的特性,骚扰的耦合通道特性和受扰体的特性三个方面来进行的。
1.开关电源中的主要电磁骚扰源
开关电源中的电磁骚扰源主要有开关器件、二极管和非线性无源元件;在开关电源中,印制板布线不当也是引起电磁骚扰的一个主要因素。
1.1 开关电路产生的电磁骚扰
对开关电源来说,开关电路产生的电磁骚扰是开关电源的主要骚扰源之一。开关电路是开关电源的核心,主要由开关管和高频变压器组成。它产生的dv/dt是具有较大辐度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。这种脉冲骚扰产生的主要原因是 :
1)开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载。在开关管导通瞬间,初级线圈产生很大的涌流,并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压;在开关管断开瞬间,由于初级线圈的漏磁通,致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈,储藏在电感中的这部分能量将和集电极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡,叠加在关断电压上,形成关断电压尖峰。这种电源电压中断会产生与初级线圈接通时一样的磁化冲击电流瞬变,这个噪声会传导到输入输出端,形成传导骚扰,重者有可能击穿开关管。
2)脉冲变压器初级线圈,开关管和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射,形成辐射骚扰。如果电容滤波容量不足或高频特性不好,电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰。
1.2 二极管整流电路产生的电磁骚扰
主电路中整流二极管产生的反向恢复电流的|di/dt|远比续流二极管反向恢复电流的|di/dt|小得多。作为电磁骚扰源来研究,整流二极管反向恢复电流形成的骚扰强度大,频带宽。整流二极管产生的电压跳变远小于电源中的功率开关管导通和关断时产生的电压跳变。因此,不计整流二极管产生的|dv/dt|和|di/dt|的影响,而把整流电路当成电磁骚扰耦合通道的一部分来研究也是可以的。
1.3 dv/dt与负载大小的关系
功率开关管开通和关断时产生的dv/dt是开关电源的主要骚扰源。经理论分析及实验表明,负载加大,关断产生的|dv/dt|值加大,而负载变化对开通的|dv/dt|影响不大。由于开通和关断时产生的|dv/dt|不同,从而对外部产生的骚扰脉冲也是不同的。
2. 开关电源电磁噪声的耦合通道
描述开关电源和系统传导骚扰的耦合通道有两种方法:
1)将耦合通道分为共模通道和差模通道;
2)采用系统函数来描述骚扰和受扰体之间的耦合通道的特性。
2.1 共模和差模骚扰通道
开关电源在由电网供电时,它将从电网取得的电能变换成另一种特性的电能供给负载。同时开关电源又是一噪声源,通过耦合通道对电网、开关电源本身和其它设备产生骚扰,通常多采用共模和差模骚扰加以分析。 如图1,为开关电源共模骚扰等效电路。
“共模骚扰”是指骚扰大小和方向一致,其存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间。共模骚扰也称为纵模骚扰、不对称骚扰或接地骚扰。是载流体与大地之间的骚扰。如图2,为带共模干扰的+5V直流信号。
“差模骚扰”是指大小相等,方向相反,其存在于电源相线与中线及相线与相线之间。差模骚扰也称为常模骚扰、横模骚扰或对称骚扰。是载流体之间的骚扰。
共模骚扰说明骚扰是由辐射或串扰耦合到电路中的,而差模骚扰则说明骚扰源于同一条电源电路的。通常这两种骚扰是同时存在的,由于线路阻抗的不平衡,两种骚扰在传输中还会相互转化,情况十分复杂。共模骚扰主要是由|dv/dt|产生的,|di/dt|也产生一定的共模骚扰。但是,在低压大电流的开关电源中,共模骚扰主要是由|dv/dt|产生的还是由|di/dt|产生的,需要进一步研究。 如图3,共模/差模信号与磁场的关系。
在频率不是很高的情况下,开关电源的骚扰源、耦合通道和受扰体实质上构成一多输入多输出的电网络,而将其分解为共模和差模骚扰来研究是对上述复杂网络的一种处理方法,这种处理方法在某种场合还比较合适。但是,将耦合通道分为共模和差模通道具有一定的局限性,虽然能测量出共模分量和差模分量,但共模分量和差模分量是由哪些元器件产生的,的确不易确定。因此有人用系统函数的方法来描述开关电源骚扰的耦合通道,即研究耦合通道的系统函数与各元器件的关系,建立耦合通道的电路模型。许多系统分析的结果,如灵敏度的分析、模态的分析等,都可用来研究开关电源的EMD的调试和预测。但是,用系统函数的方法分析骚扰的耦合通道,还需要做很多工作。
2.2.2 杂散参数影响耦合通道的特性
在传导骚扰频段(小于30MHz)范围内,多数开关电源骚扰的耦合通道是可以用电路网络来描述的。但是,在开关电源中的任何一个实际元器件,如电阻器、电容器、电感器乃至开关管、二极管都包含有杂散参数,且研究的频带愈宽,等值电路的阶次愈高,因此,包括各元器件杂散参数和元器件间的耦合在内的开关电源的等效电路将复杂得多。在高频时,杂散参数对耦合通道的特性影响很大,分布电容的存在成为电磁骚扰的通道。另外,在开关管功率较大时,集电极一般都需加上散热片,散热片与开关管之间的分布电容在高频时不能忽略,它能形成面向空间的辐射骚扰和电源线传导的共模骚扰。
电磁骚扰的抑制
对开关电源的EMD的抑制措施,主要是
1)减小骚扰源的骚扰强度;
2)切断骚扰传播途径。
为了达到这个目的,主要从选择合适的开关电源电路拓扑;采用正确的接地、屏蔽、滤波措施;设计合理的元器件布局及印制板布线等几个方面考虑。
1.减小开关电源本身的骚扰
减小开关电源本身的骚扰是抑制开关电源骚扰的根本,是使开关电源电磁骚扰低于规定极限值的有效方法。
1)减小功率管通、断过程中产生的骚扰
上面分析表明,开关电源的主要骚扰是来自功率开关管通、断的dv/dt。因此减小功率开关管通、断的dv/dt是减小开关电源骚扰的重要方面。人们通常认为软开关技术可以减小开关管通、断的dv/dt。但是,目前的一些研究结果表明软开关并不像人们预料的那样,可以明显地减小开关电源的骚扰。没有实验结果表明,软开关变换器在EMC性能方面明显地优于硬开关变换器。
有文献系统地研究了PWM反激式变换器、准谐振零电流变频开关正激变换器、多谐振零电压变频开关反激式变换器、多揩振零电压变频开关正激变换器、电压箝位多谐振零电压定频开关反激式变换器以及半桥式零电压变频串联谐振变换器的EMD特性,讨论了缓冲电路、箝位电路、变频与定频控制对骚扰水平的影响。实验结果表明,具有电压箝位的零电压定频开关变换器的EMD电平最低。
因此,采用软开关电源技术,结合合理的元器件布置及合理的印制电路板布线,对开关电源的EMD水平有一定的改善。
2)开关频率调制技术
将频率不变的调制改变为随机调制,变频调制等。频率固定不变的调制脉冲产生的骚扰在低频段主要是调制频率的谐波骚扰,低频段的骚扰主要集中在各谐波点上。由F.Lin提出的开关频率调制方法[3],其基本思想是通过调制开关频率fc的方法,把集中在开关频率fc及其谐波2fc,3fc……上的能量分散到它们周围的频带上,由此降低各个频点上的EMD幅值,以达到低于EMD标准规定的限值。这种开关调频PWM的方法虽然不能降低总的骚扰能量,但它把能量分散到频点的基带上,以达到各个频点都不超过EMD规定的限值。
2. 接地
“接地”有设备内部的信号接地和设备接大地,两者概念不同,目的也不同。“地”的经典定义是“作为电路或系统基准的等电位点或平面”。
3.2.1 设备的信号接地
设备的信号接地,可能是以设备中的一点或一块金属来作为信号的接地参考点,它为设备中的所有信号提供了一个公共参考电位。
在这里介绍浮地和混合接地,另外,还有单点接地和多点接地。
1)浮地
采用浮地的目的是将电路或设备与公共接地系统,或可能引起环流的公共导线隔离开来。浮地还可以使不同电位间的电路配合变得容易。实现电路或设备浮地的方法有变压器隔离和光电隔离。浮地的最大优点是抗骚扰性能好。
浮地的缺点是由于设备不与公共地相连,容易在两者间造成静电积累,当电荷积累到一定程度后,在设备地与公共地之间的电位差可能引起剧烈的静电放电,而成为破环性很强的骚扰源。
一个折衷方案是在浮地与公共地之间跨接一个阻值很大的泄放电阻,用以释放所积累的电荷。注意控制释放电阻的阻抗,太低的电阻会影响设备泄漏电流的合格性。
2)混合接地
混合接地使接地系统在低频和高频时呈现不同的特性,这在宽带敏感电路中是必要的。电容对低频和直流有较高的阻抗,因此能够避免两模块之间的地环路形成。当将直流地和射频地分开时,将每个子系统的直流地通过10～100nF的电容器接到射频地上,这两种地应在一点有低阻抗连接起来,连接点应选在最高翻转速度(di/dt)信号存在的点。
3.2.2 设备接大地
在工程实践中,除认真考虑设备内部的信号接地外,通常还将设备的信号地,机壳与大地连在一起,以大地作为设备的接地参考点。设备接大地的目的是:
1)保证设备操作人员人身的安全。
2)泄放机箱上所积累的电荷,避免电荷积累使机箱电位升高,造成电路工作的不稳定。
3)避免设备在外界电磁环境的作用下使设备对大地的电位发生变化,造成设备工作的不稳定。
由此可见,设备接大地除了是对人员安全、设备安全的考虑外,也是抑制骚扰发生的重要手段。
3. 屏蔽
抑制开关电源产生的骚扰辐射的有效方法是屏蔽,即用电导率良好的材料对电场屏蔽,用磁导率高的材料对磁场屏蔽。为了防止脉冲变压器的磁场泄露,可利用闭合环形成磁屏蔽,另外,还要对整个开关电源进行电场屏蔽。屏蔽应考虑散热和通风问题,屏蔽外壳上的通风孔最好为圆形多孔,在满足通风的条件下,孔的数量可以多,每个孔的尺寸要尽可能小。接缝处要焊接,以保证电磁的连续性,如果采用螺钉固定,注意螺钉间距要短。屏蔽外壳的引入、引出线处要采取滤波措施,否则,这些会成为骚扰发射天线,严重降低屏蔽外壳的屏蔽效果。若用电场屏蔽,屏蔽外壳一定要接地,否则,将起不到屏蔽效果;若用磁场屏蔽,屏蔽外壳则不需接地。对非嵌入的外置式开关电源的外壳一定要进行电场屏蔽,否则,很难通过辐射骚扰测试。
4. 滤波
电源滤波器安装在电源线与电子设备之间,用于抑制电源线引出的传导骚扰,又可以降低从电网引入的传导骚扰。对提高设备的可靠性有重要的作用。
开关电源产生的电磁骚扰以传导骚扰为主,而传导骚扰又分差模骚扰和共模干扰两种。通常共模骚扰要比差模骚扰产生更大的辐射型EMD。目前抑制传导EMD最有效的方法是利用无源滤波技术。如图4,为共模与差模噪声对比(红色为共模噪声,蓝色为差模噪声)。
作为一种双端口网络EMD滤波器,它对骚扰的抑制性能不仅取决于滤波器本身的拓扑,而且在很大程度上也受EMD滤波器输入、输出阻抗值的影响。由于EMD滤波器阻抗和负载阻抗的可变动性以及它们可能直接与电网相连的特点,电源EMD滤波器的输入、输出阻抗不但不匹配而且常常是末知的。这就造成了EMD滤波器设计不能完全应用成熟的通信用滤波器的设计方法和理论。这是电源波波器设计面临的主要问题。
5.元器件布局及印制电路板布线
开关电源的辐射骚扰与电流通路中的电流大小,通路的环路面积,以及电流频率的平方等三者的乘积成正比,即辐射骚扰E∝I•A•f2。运用这一关系的前提是通路尺寸远小于频率的波长。
上述关系式表明减小通路面积是减小辐射骚扰的关键,这是说开关电源的元器件要彼此紧密排列。在初级电路中,要求输入端电容、晶体管和变压器彼此靠近,且布线紧凑;在次级电路中,要求二极管、变压器和输出端电容彼此贴近。
在印制板上,将正负载流导线分别布在印制板的两面,并设法使两个载流导体彼此间保持平行,因为平行紧靠的正负载流导体所产生的外部磁场是趋向于相互抵消的。
布线间的电磁耦合是通过电场和磁场进行的,因此在布线时,应注意对电场与磁场耦合的抑制。对电场的抑制方法有:
1)尽量增大线间距离,使电容耦合为最小;
2)采用静电屏蔽,屏蔽层要接地;
3)降低敏感线路的输入阻抗。
对磁场的抑制方法有:
1)减小骚扰源和敏感电路的环路面积;
2)增大线间距离,使耦合骚扰源与敏感电路间的互感尽可能地小;
3)最好使骚扰源与敏感电路呈直角布线,以便大大降低线路间耦合。
开关电源设计范文第2篇
关键词： 开关电源； 单端反激； 高频变压器； 双反馈
中图分类号： TN702?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）14?0162?04
Design of multi?channel switching power supply with single?ended flyback
HU Zhi?qiang 1， WANG Gai?yun1， WANG Yuan 2
（1. Guilin University of Electronic Technology， Guilin 541004， China；2. Shandong Huayu Vocational College， Dezhou 253034， China）
Abstract： A TOP223Y?based switching power supply with multi?channel output single?end flyback AC/DC module was designed. Peripheral circuits are analyzed by TOP Switch series single?chip switching power supply chip and the feedback system composed of TL431 and PC817A. The AC/DC switching power supply whose voltage stabilization adjusting weight is 0.6 and 0.4 with the outputs of +5V/3A and +12V/1A was designed. The experimental results show that the switching power supply has high efficiency， small ripple， high output accuracy and high stability.
Keywords： switching power supply； single?ended flyback； high?frequency transformer； double feedback
单片开关电源自问世以来，以其效率高，体积小，集成度高，功能稳定等特点迅速在中小功率精密稳压电源领域占据重要地位。美国PI公司的TOPSwitch系列器件即是一种新型三端离线式单片高频开关电源芯片，开关频率fs高达100 kHz，此芯片将PWM控制器、高耐压功率MOSFET、保护电路等高度集成，连接少许器件即可使用[1?2]。本文介绍了一种基于TOP223Y输出为+5 V/3 A，+12 V/1 A的单端反激式开关电源的设计原理和方法。
1 设计原理
开关电源是涉及众多学科的一门应用领域，通过控制功率开关器件的开通与关闭调节脉宽调制占空比达到稳定输出的目的，能够实现AC/DC或者DC/DC转换。
TOP223Y共三个端：控制极C、源极S、漏极D。因只有漏极D用作脉宽调制功率控制输出，故称单端；高频变压器在功率开关导通时只是将能量存储在初级绕组中，起到电感的作用，在功率开关关闭时才将能量传递给次级绕组，起变压作用，故称反激式[1]。
图1 开关电源控制原理框图
电路功能部分主要由输入/输出整流滤波、功率变换、反馈电路组成。工作原理简述为：220 V市电交流经过整流滤波得到直流电压，再经TOP223Y脉宽调制和高频变压器DC?AC变换得到高频矩形波电压，最后经输出整流滤波得到品质优良的直流电压，同时反馈回路通过对输出电压的采样、比较和放大处理，将得到的电流信号输入到TOP223Y的控制端C，控制占空比调节输出，使输出电压稳定。
2 设计要求
设计作为某智能仪器的供电电源，具体的参数要求如下：交流输入电压最小值：VACMIN=85 V；交流输入电压最大值：VACMAX=265 V；输出：U1：+5 V/3 A；U2：+12 V/1 A；输出功率：Po=27 W；偏置电压：VB=12 V；电网频率fL=50 Hz；开关频率fs=100 kHz；纹波电压：小于100 mV；电源效率：η大于80%；损耗分配因数Z为0.5；功率因数为0.5。
3 设计实例
本设计是基于TOP223Y的多路单端反激式开关电源，性能优越，便于集成。电路原理如图2所示，可分为输入保护电路、输入整流滤波电路、钳位保护电路、高频变压器、输出整流滤波电路、反馈回路、控制电路7个部分。
图2 开关电源电路原理图
3.1 输入保护电路
由保险丝F1、热敏电阻RT和压敏电阻RV组成，对输入端进行过电压、过电流保护。
保险丝F1用于当线路出现故障产生过电流时切断电路，保护电路元器件不被损坏，其额定电流IF1按照IF1>2IACRMS选择3 A/250 VAC保险丝，其中IACRMS为原边有效电流值。热敏电阻RT用以吸收开机浪涌电流，避免瞬间电流过大，对整流二极管和保险丝带来冲击，造成损坏，加入热敏电阻可以有效提高电源设计的安全系数，其阻值按照RRT1>0.014VACMAX/IACRMS选择10D?11（10 Ω/2.4 A）。压敏电阻RV能在断开交流输入时提供放电通路，以防止大电流冲击，同时对冲击电压也有较好钳位作用。RV选取MY31?270/3，标称值为220 V。
3.2 输入整流滤波电路
由EMI滤波电路、整流电路、稳压电路组成。
EMI滤波电路针对来自电网噪声干扰。采用由L1，CX1，CX2，CY1，CY2构成典型的Π型滤波器。
CX1和CX2用来滤除来自电网的差模干扰，称为X电容，通常取值100～220 nF，这里取100 μF；CY1和CY2用来滤除来自电网的共模干扰，称为Y电容，通常取值为1～4.7 nF，这里取2.2 nF；同样用来消除共模干扰的共模电感L1的取值8～33 mH，这里取8 mH，采取双线并绕。
输入整流电路选择不可控全波整流桥。整流桥的反向耐压值应大于1.25倍的最大直流输入电压，整流桥的额定电流应大于两倍的交流输入的有效值，计算后选择反向击穿电压为560 V，额定电流为3 A的KBP306整流桥。
在当前的供电条件下，输入储能电容器CIN的值根据输出功率按照2～3 μF/W来取值，考虑余量，取CIN=100 μF/400 V的电解电容。假设整流桥中二极管导通时间为tc=3 ms，可由：
（1）
（2）
得到输入直流电压的最小值和最大值。
3.3 钳位保护电路
当功率开关关断时，由于漏感的影响，高频变压器的初级绕组上会产生反射电压和尖峰电压，这些电压会直接施加在TOPSwitch芯片的漏极上，不加保护极容易使功率开关MOSFET烧坏。加入由R1、C2和VD1组成经典的RCD钳位保护电路，则可以有效地吸收尖峰冲击将漏极电压钳位在200 V左右，保护芯片不受损坏。推荐钳位电阻R1取27 kΩ/2 W，VD1钳位阻断二极管快恢复二极管耐压800 V的FR106，钳位电容选取22 nF/600 V的CBB电容。
3.4 高频变压器
3.4.1 磁芯的选择
磁芯是制造高频变压器的重要组成，设计时合理、正确地选择磁芯材料、参数、结构，对变压器的使用性能和可靠性，将产生至关重要的影响。高频变压器磁芯只工作在磁滞回线的第一象限。在开关管导通时只储存能量，而在截止时向负载传递能量。因为开关频率为100 kHz，属于比较高的类型，所以选择材料时选择在此频率下效率较高的铁氧体，由：
（3）
估算磁芯有效截面积为0.71 cm2，根据计算出的考虑到阈量，查阅磁芯手册，选取EE2825，其磁芯长度A=28 mm，有效截面积SJ=0.869 cm2，有效磁路长度L=5.77 cm，磁芯的等效电感AL=3.3 μH/匝2，骨架宽度Bw=9.60 mm。
3.4.2 初级线圈的参数[3]
（1）最大占空比。根据式（1），代入数据：宽范围输入时，次级反射到初级的反射电压VoR取135 V，查阅TOP223Y数据手册知MOSFET导通时的漏极至源极的电压VDS=10 V，则：
（4）
（2）设置。KRP=，其中IR为初级纹波电流；IP为初级峰值电流；KRP用以表征开关电源的工作模式（连续、非连续）。连续模式时KRP小于1，非连续模式KRP大于1。对于KRP的选取，一般由最小值选起，即当电网入电压为100 VAC/115 VAC或者通用输入时，KRP=0.4；当电网输入电压为230 VAC时，取KRP=0.6。当选取的KRP较小时，可以选用小功率的功率开关，但高频变压器体积相对要大，反之，当选取的KRP较大时，高频变压器体积相对较小，但需要较大功率的功率开关。对于KRP的选取需要根据实际不断调整取最佳。
（3）初级线圈的电流
初级平均输入电流值（单位：A）：
（5）
初级峰值电流值（单位：A）：
（6）
初级脉动（纹波）电流值（单位：A）：
初级有效电流值（均方根值RMS（单位：A））：
（7）
查阅手册，由：
（8）
可知，选取合适。TOPSwitch器件的选择遵循的原则是选择功率容量足够的最小的型号。
（4）变压器初级电感
（9）
（5）气隙长度
（10）
Lg>0.051 mm，参数合适，μy为常数4π×10?7 H/m。
3.4.3 初级次级绕组匝数[4]
当电网电压为230 V和通用输入220 V时：每伏特取0.6匝，即KNS=0.6。由于输出侧采用较大功率的肖特基二极管用作输出整流二极管，因此VD取0.7 V，磁芯的最大工作磁通密度在BM在2 000～3 000 GS范围内。偏置二极管VDB的压降取0.7 V，偏置电压VB取12 V。
初级绕组匝数：
（10）
次级绕组匝数：
（11）
（12）
偏置绕组匝数：
（13）
3.5 输出整流滤波电路
由整流二极管、滤波电容和平波电感组成。将次级绕组的高频方波电压转变成脉动的直流电压，再通过输出滤波电路滤除高频纹波，使输出端获得稳定的直流电压。肖特基二极管正向导通损耗小、反向恢复时问短，在降低反向恢复损耗以及消除输出电压中的纹波方面有明显的性能优势，所以选用肖特基二极管作为整流二极管，参数根据最大反向峰值电压VR选择，同时二极管的额定电流应该至少为最大输出电流的3～5倍。次级绕组的反向峰值电压VSM为：
（14）
（15）
式中：VS为次级绕组的输出电压；VACMAX为输入交流电压最大值，则：
（16）
（17）
则VR1=22 V，VR2=57.1 V，VD2，VD3，VD4均选择MBR1060CT，最大反向电压60 V，最大整流电流10 A。RC串联谐振可以消除尖峰脉冲，防止二极管击穿。
第一级滤波电容的选择由式（18）确定：
（18）
式中：Iout是输出端的额定电流，单位为A；Dmin是在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（估计值为0.3）；V（PK?PK）是最大的输出电压纹波峰峰值，单位为mV。计算得出后考虑阈值C6取100 μF/10 V，C8取220 μF/35 V。
第二级经LC滤波使不满足纹波要求的电压再次滤波。输出滤波电容器不仅要考虑输出纹波电压是否可以满足要求，还要考虑抑制负载电流的变化，在这里可以选择C7取22 μF/10 V，C9取10 μF/35 V。C5取经验值0.1 μF/25 V。输出滤波电感根据经验取2.2～4.7 μH，采用3.3 μH的穿心电感，能主动抑制开关噪声的产生。为减少共模干扰，在输出的地与高压侧的地之间接共模抑制电容C15。
3.6 反馈回路设计
开关电源的反馈电路有四种类型：基本反馈电路、改进型基本反馈电路、配稳压管的光耦反馈电路、配TL431的光耦反馈电路。本设计采用电压调整率精度高的可调式精密并联稳压器TL431加线形光耦PC817A构成反馈回路。
TL431通过电路取样电阻来检测输出电压的变化量ΔU，然后将采样电压送入TL431的输入控制端，与TL431的2.5 V参考电压进行比较，输出电压UK也发生相应变化，从而使线性光电耦合器中的发光二极管工作电流发生线性变化，光电耦合器输出电流。
经过光电耦合器和TL431组成的外部误差放大器，调节TOP223Y控制端C的电流IC，调整占空比D（IC与D成反比），从而使输出电压变化，达到稳定输出电压的目的。
对于电路中的反馈部分，开关电源反馈电路仅从一路输出回路引出反馈信号，其余未加反馈电路。这样，当5 V输出的负载电流发生变化时，定会影响12 V输出的稳定性。
解决方法是给12 V输出也增加反馈电路。另外，电路中C10为TL431的频率补偿电容，可以提高TL431的瞬态频率响应。R5为光电耦合器的限流电阻，R5的大小决定控制环路的增益。电容器C13为软启动电容器，可以消除刚启动电源时芯片产生的电压过冲。
下面主要是确定R4～R8的值：
按照应用要求，对5 V电源要求较高，但也要兼顾12 V电源，权衡反馈量，将R7，R8的反馈权值均设置为0.6，0.4，各个输出的稳定性均得到保障和提高。
只有5 V输出有反馈时，如R4，R7取值均为10 kΩ，此时电流=250 μA，分权后，R7分得150 μA、R8分得150 μA。根据TL431的特性知，Vo，VREF，R7，R8，R4之间存在以下关系：
（19）
（20）
式中：VREF为TL431参考端电压，为2.5 V；Vo为TL431输出电压。根据电流分配关系得（单位：kΩ）：
（21）
（22）
又由电路可知 ：
（23）
式中：VF 为光耦二极管的正向压降，由PC817技术手册知，典型值为1.2 V。先取R5=390 Ω，可得R6=139 Ω，取标称值150 Ω。
3.7 控制回路
由电容C7和电阻R12串联组成。C9用来滤除控制端的尖峰电压并决定自动重启动时序，并和R12一起设定控制环路的主极点为反馈控制回路进行环路补偿。由数据手册知，C9选择47 μF/25 V的电解电容，当C9 =47 μF时，自动重启频率为1.2 Hz，即每隔0.83 s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除，就自动重启开关电源恢复正常工作[1]。R12取6.2 Ω。
4 实验结果及分析
根据以上的设计方法和规范，设计出的一种基于TOP223Y双路+5 V/3 A，+12 V/1 A输出的反激式开关电源。在宽范围85～265 VAC的输入范围下对其性能进行了测试，如表1所示。
表1 开关电源输入性能测试数据（部分）
由以上选取的实验数据得出，+5 V/3 A（反馈权重0.6，负载500 Ω）输出的电压调整率为SV = ±0.18%，输出的纹波电压为39 mV，输出的最大电流为3.2 A；
+12 V/1 A（反馈权重0.4，负载750 Ω）输出的电压调整率为SV = ±0. 3%，输出的纹波电压为68 mV，输出的最大电流为1.10 A。
该电源在满载状态时，功率可达27.6 W，最大占空比为0.60， 电源效率为83.1%，开关电源具有良好的性能，满足应用要求。
6 结 语
本开关电源的设计，芯片的高度集成化，电路设计简单。电源的性能通过参数的调节仍有提升的空间。双输出双反馈异权重的设计使开关电源的更加实用灵活，不同的保护电路的设计，使电源的实用更加安全可靠，该电源在实际应用中表现良好。
参考文献
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开关电源设计范文第3篇
关键词：UC3842 开关电源 PWM
1.引言
开关电源是运用现代电力电子技术，控制开关开启和关闭的时候，这个比率的输出电压稳定的电源，电源一般由脉宽调制控制集成电路和场效应晶体管。开关电源、线性电源，并与成本的功率输出的增加，但这两种不同的发展速度。在某一线性功率成本的输出功率的观点，但高于开关电源，它被称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新、开关电源技术在不断的创新，这一成本更低的输出功率对于移动、开关电源提供了广阔的发展空间。
2.UC3842的原理及技术参数
2.1 UC3842的原理和概述
UC3842 是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。
图1 UC3842 内部原理框图
该电路主要特点有：
（1）内含欠电压锁定电路 、低起动电流（典型值为0.12mA）；
（2）稳定的内部基准电压源、大电流推挽输出（驱动电流达1A）；
（3）工作频率可到500kHz 、自动负反馈补偿电路；
（4）双脉冲抑制、较强的负载响应特性。
图1 所示出了UC3842 内部框图和引脚图，UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：
①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；
②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；
③脚为电流检测输入端， 当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；
④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/（RT×CT）；
⑤脚为公共地端；
⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ；
⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；
⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。
2.2 UC3842的技术参数
3.12V/5A单端反激开关电源原理
3.1 12V/5A电路原理图
图2 电路原理图
3.2 原理分析
1）系统原理
以UC3842为核心控制部件，设计一款AC 220V输入，DC 12V输出的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。主要的功能模块包括：启动电路、过流过压欠压保护电路、反馈电路、整流电路。以下对各个模块的原理和功能进行分析。电路原理图如图2所示。
2）启动电路
如图2所示交流电由C16、L1、C15以及C14、C13进行低通滤波，其中C16、C15组成抗串模干扰电路，用于抑制正态噪声；C14、C13、L1组成抗共模干扰电路，用于抑制共态噪声干扰。它们的组合应用对电磁干扰由很强的衰减旁路作用。滤波后的交流电压经D1～D4桥式整流以及电解电容C1、C2滤波后变成3lOV的脉动直流电压，此电压经R1降压后给C8充电，当C8的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由脚6输出推动开关管工作。随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压给UC3842供电。由于输入电压超过了UC3842的工作，为了避免意外，用D10稳压管限定UC3842的输入电压，否则将出现UC3842被损坏的情况。
3）15V/5A电路的短路过流、过压、欠压保护
由于输入电压的不稳定，或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定的保护功能。如图2所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流将大幅度上升，R9两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0.3V达到1V（即电流超过1.5A）时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，MOS管S1截止，从而保护了电路。如果供电电压发生过压（在265V以上），UC3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，UC3842的脚7供电电压也急剧上升，其脚2的电压也上升，关闭输出。如果电网的电压低于85V，UC3842的脚1电压也下降，当下降lV（正常值是3.4V）以下时，PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。如果人为意外地将输出端短路，这时输出电流将成倍增大，使得自动恢复开关RF内部的热量激增，它立即断开电路，起到过压保护作用。一旦故障排除，自动恢复开关RF在5s之内快速恢复阻抗。因此，此电路具有短路过流、过压、欠压三重保护。
4）反馈电路
反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817。利用TL43l可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。如图2所示，R4、R5是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和TL431一并组成外部误差放大器。当输出电压升高时，取样电压VR7也随之升高，设定电压大于基准电压（TL431的基准电压为2.5V），使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压Vo下降，最后Vo趋于稳定；反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高，最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。R7、R8的阻值是这样计算的：先固定R7的阻值，再计算R8的阻值，即
5）输出整流滤波电路
输出整流滤波电路直接影响到电压波纹的大小，影响输出电压的性能。开关电源输出端中对波纹幅值的影响主要有以下几个方面。
（1）输入电源的噪声，是指输入电源中所包含的交流成分。解决的方案是在电源输入端加电容C5，以滤除此噪声干扰。
（2）高频信号噪声，开关电源中对直流输入进行高频的斩波，然后通过高频的变压器进行传输，在这个过程中，必然会掺人高频的噪声干扰。还有功率管器件在开关的过程中引起的高频噪声。对于这类高频噪声的解决方案是在输出端采用π型滤波的方式。滤波电感采用150μH的电感，可滤除高频噪声。
（3）采用快速恢复二极管D6、D7整流。基于低压、功耗低、大电流的特点，有利于提高电源的效率，其反向恢复时间短，有利于减少高频噪声。
参考文献
[1]严仰光.双向直流变换器. 南京： 江苏科学技术出版社， 2004.11
开关电源设计范文第4篇
【关键词】抗干扰;电源芯片;智能;误差放大
Abstract：In recent years，with the rapid development of new energy technology，develop a high efficiency and energy saving，service life long power chips become a hot spot.AC/DC switching power supply converter source with its advantage of price and volume efficiency，has been widely applied in the field of small power sources.Based on the working principle of AC/DC switching power supply converter，found that the error amp had a great influence on the precision of the power chip，and accordingly puts forward a kind of combined error amplifier，would reduce the output voltage of the light load to full load to 40 mv.And put forward the intelligent resistance peak circuit，reduced the LEB end and the switch is off，the time lag of safety performance improvement.This chip test，finally found the ESD resistance up to 10 kv，chip performance is stable.Hope for the future power supply chip design to provide the reference.
Keyword：anti-interference;power chips;intelligent;error amplifier
引言
AC/DC开关电源转换器以其价格、效率、体积等优势在小功率电源领域得到了广泛应用，电脑、显示器、路由器、移动设备都离不开AC/DC开关电源[1]。经过数十年的发展，开关电源的功率、工作频率等都大幅提升，但是由于电源中的电流和电压不能突变，交替过程中会产生功率损耗。研究表明，此损耗与频率成线性关系，因此电源工作频率越高，损耗也就更大。
近些年来，随着新能源技术的飞速发展，研发一种高效节能、使用年限长的电源芯片势在必行[2]。从需求来看，电源发展趋于智能化、集成化、数字化、微型化、高频化等方向[3]。本文基于AC/DC开关电源转换器的工作原理，设计了一种PFM型恒流恒压模式抗干扰AC/DC适配器。设计中发现误差放大器对整个电源芯片的精度影响很大，据此提出一种组合式的误差放大器，设置两条不同增益的误差放大电流，分别为40倍和400倍，将轻载到满载的电压输出降低到40mV。减少了LEB结束与开关断开的时间差，使安全性能提高。经过试验测量，发现本电源芯片抗ESD能力达到10kV，性能稳定。
1.AD/DC开关电源工作原理
AC/DC开关电源输入信号为低频交流电压，输出信号为直流电压和电流，中间的转换过程通过整流电路和滤波器完成。由于开关电源极易受到干扰，一般都是隔离放置。电路内部还需要升压装置，故器件本身体积较大。
其工作原理是[4]：交流信号首先经过桥式整流器和PFC功率校正器，在经过EMI滤波器变成类直流信号，随后经过升压装置进行耦合传输，开关导管完成信号输出。开关电源一次传递的能量由PFM控制开关的占空比确定，在输出端完成整流后实现AC/DC转换。其电路结构示意图如图1所示。
图1 AC/DC开关电源电路结构
上述系统一般通过光耦合将输出的电压信号反馈给电源芯片，图1中的电压信号以原边反馈形式输出。电源芯片负责求出参考电压信号与反馈电源信号的误差，并通过误差放大器将其放大。此误差为控制系统工作频率和脉冲宽度的信号，直接决定占空比和传递能量的大小。
根据本文的相关要求，初步设置电流误差不超过10%，电压误差不超过5%，输出恒压电压的波动值小于0.2V，电源转换效率不低于70%，电磁干扰裕量设置为6dB，抗ESD能力达到8kV以上。选用PFM型恒流恒压模式抗干扰AC/DC适配器，芯片内部系统框架如图2所示。
图2 电源芯片内部系统框架
2.芯片重要模块电路研究
芯片中至关重要的模块就是带隙基准电压源，其作为整个电路原始电压参考值，影响着整个系统的性能[5]。带隙基准电压源电路稳定后才能提供参考电压Vref，此电路的电压由VCC提供，变化范围在9V～18V，工作环境欠佳。本文对其进行改进，将VCC的电压降低到 6V，在通过高压管给芯片带隙基准电压源供电，这样可以使电压源较为稳定。改进之后，芯片核心电路不在需要高压管，会节省其体积并降低制造成本。
低压线性差稳压源可以给芯片内部电路供电，并供给一些偏置装置。一般情况下，低压线性差稳压源的供电能力要不低于2mA，此为电路的满载电流。电流过低，低压线性差稳压源的电压将会降低，导致电路无法工作。
误差放大器可以提高输出电压精度，其系统电路如图3所示。
图3 误差放大器电路
传统放大器的输出电压为：
其中，VH为误差放大器的正端电位，V;Vref为误差放大器的负端电位，V;gm为跨导，S;RO为上电阻，Ω;VDC是DC端的电位，V。
为了增大芯片的控制范围，将输出电压的范围设置为1V～5V，重载时的输出电压取1V，轻载时取5V。将其进行折算，得到的输出电压偏差为：
其中，R1为下电阻，Ω;NS、Naus为电感，如图3所示。
说明传统芯片轻载与满载变化过程会出现0.2V的电压差。为了克服这个问题，提出一种复合放大电路，其包含快、慢两条增益电路。在负载迅速变化时，快速通路作用;当系统接近稳定时，慢速通路作用。这样两个增益通路共同作用实现了电源芯片的高精度输出，从而保证了系统的稳定性。改进的误差放大器电路如图4所示。
图4 改进的误差放大器电路图
3.芯片系统测试
对AC/DC开关电源转换器芯片各个部分进行设计之后，最终得到的电源芯片含有5个pin脚，其典型应用电路连接如图5所示。
图5 电源芯片典型应用电路连接
由图5可以看出，整个芯片所需要的电量都是由电容C提供。OUT是输出脚，可以控制开关管的连接与断开。对芯片系统进行测试，结果见表1。
表1 芯片系统板端实验数据
90V 264V
I（mA） U（V） 纹波（mV） I（mA） U（V） 纹波（mV）
0 4.85 44 0 4.85 47
100 4.9 68 100 4.91 69
200 4.95 73 200 4.96 77
300 5 82 300 5.02 88
400 5.04 92 400 5.03 93
500 5.09 94 500 5.09 101
600 5.15 99 600 5.13 110
700 5.19 119 700 5.19 118
800 5.24 120 800 5.24 130
900 5.28 130 900 5.29 138
1000 5.32 150 1000 5.33 141
1025 5.32 152 1025 5.35 156
1050 5.17 160 1050 5.06 150
1091 4.75 158 1075 4.75 148
1105 2.5 148 1086 2.5 155
为了满足不同国家的需求，芯片系统电压选择了90V和264V两种初始条件。从表1中的数据分析，线损补偿大约为10%，基本接近设计目标9%。整个系统补偿过程为类似线性补偿，最大波纹出现在电流为1050mA时，为160mV，小于200mV的设计值。系统的转换效率约为74%，达到高效的要求。电源芯片抗干扰裕量为7.6dB，大于设计值6dB。气隙放电模式的系统能抵抗10KV的ESD干扰。经测试，本芯片系统满足各项设计指标。
4.结语
随着新能源技术的飞速发展，研发一种高效节能、寿命长的电源芯片势在必行。本文基于AC/DC开关电源转换器的工作原理，设计了一种PFM型恒流恒压模式抗干扰AC/DC适配器。讨论了带隙基准电压源、低压线性差稳压源、误差放大器等字模块。设计中发现误差放大器对整个电源芯片的精度影响很大，据此提出一种组合式的误差放大器，设置两条不同增益的误差放大电流，分别为40倍和400倍，将轻载到满载的电压输出降低到40mV。减少了LEB结束与开关断开的时间差，使安全性能提高。经过试验测量，发现本电源芯片抗ESD能力达到10kV，最大波纹为160mV，电源芯片抗干扰裕量为7.6dB，且性能稳定。希望为今后AC/DC开关电源转换器的设计制造提供帮助。
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开关电源设计范文第5篇
【关键词】反激式开关电源；钳位电路；优化设计
1.反激式开关电源钳位电路概述
就钳位电路而言，其最为主要的作用是将脉冲信号波形的某一个部分固定于一个电平之上，以此来使其低于设定值。在反激式开关电源当中，钳位电路一般都是设置在主开关管与变压器相连接的位置处，此时该电路的作用是对主电路开关管进行有效保护，同时抑制变压器漏电感与开关管杂散电容的谐振脉冲电压。由于反激式开关电源的主开关管在导通或是截止时，其两端会出现一定程度的电压，同时还会伴随出现一定强度的电流，这样一来，便会导致开关管损耗。为进一步降低整个电路的损耗，在进行钳位电路的设计时，需要充分考虑对主开关管的保护以及尽可能减少电路损耗，从而确保开关管始终处于低电压应力及无损耗的条件下工作，通常将这种情况称之为软开关。软开关的方式通常都是相对于硬开关而言的，开关管在硬开关的工作方式下会出现一定的能量损耗，而在软开关的方式下，则基本处于无损耗的状态。在反激式开关电源中，想要实现开关管在软开关的条件下工作，就必须确保其两端电压或是电流在导通或是截止时有一个数值为零。在这一前提下，可将开关管的工作方式分为以下两种：一种是零电压工作方式，另一种是零电流工作方式。
钳位电路是反激式开关电源当中不可或缺的保护电路，其对于整个电源的安全性以及能量损耗均有着非常重要的影响。在实际使用过程中，反激式开关电源电路当中的元器件很难全部处于理想的状态，加之变压器本身存在一定程度的漏电感，开关管上开会分布杂散电容，这两者均会对开关管构成威胁，故此，必须通过加入钳位电路来有效抑制尖峰电压。在反激式开关电源中，RCD钳位电路是应用比较广泛的一种钳位网络，究其根本原因是其电路结构比较简单，具体是由电阻、电容和二极管构成。在该电路结构当中，电阻具有消耗储存在变压器漏电感中能量的作用，而电容的存在主要是保证能够获得一个低文波的直流源，二极管则具有单向导通功能。当开关管处于截止状态时，RCD钳位电路开始工作，此时变压器的漏电感能量也随之释放，二极管导通并对电容进行充电，当二极管的反向电压超过正向电压时，其便会截止，而电容则会借助电阻进行放电并消耗能量。不同的电容充电时间也均不相同，其对钳位效果的影响也存在一定的差异。通过大量的试验得出如下结论：RCD钳位电路当中的电容过大或是过小都无法达到钳位的效果，鉴于此，确定最为合适电容值至关重要。
2.针对反激式开关电源钳位电路的优化设计研究
从目前反激式开关电源的钳位电路设计的总体情况看上，其逐步朝着提升电源电路的可靠性和高效性方向发展，与此同时，在实现诸多功能的基础上，钳位电路的设计也随之变得复杂化。然而，由于受多方面条件的影响和制约，使得反激式电源开关的钳位电路设计还存在一些不足之处。故此，下面本文重点对钳位电路的优化设计进行分析。
2.1电路结构与基本工作原理分析
经过优化之后得到了低钳位电压ZVS反激式开关电源，如图1所示。
图1 低钳位电压反激式开关电源电路结构示意图
由图1可知，该电源为关，其中主开关管有两个，分别为S1和S2；辅助开关管有两个，分别为S3和S4；输出整流二极管位于变压器的副边，用字母D表示；输出端的滤波电容为Co，其与输入端通过变压器（T）相连接，T还具备电气隔离的作用；Cos1、Cos2、Cos3和Cos4分别为开关管S1～S4的杂散电容，且C=C=C=C；d1、d2、d3、d4分别为S1～S4的体二极管。Cc1与Cc2分别为钳位电路部分的钳位电容；Llk为（T）的漏电感，LM为（T）的原边电感，原边与副边电感的匝数比为n1：n2；全部开关管的周期均为Ts，可用1/ 来表示。该钳位电路经过优化之后，开关管的驱动电路较之单开关电路复杂很多，以一个工作周期为例，S1与S2同时导通和截止，而S3与S4则会在S1与S2截止一段时间后自动导通，并在S1与S2导通前的一段时间截止。通过对开关管之间的导通次序进行合理控制，能够有效确保全部开关管均在ZVS的方式下运行，并且S1～S4开关管的电压应力均钳位于比输入电压低。
2.2电源优化后的稳态分析
为了对优化之后的钳位电路特性进行系统分析，将某个周期内的电路工作时序状态分为三个阶段，并假定各个时序全部处于稳定状态，以此作为前提进行具体分析：
阶段1：（t
阶段2：（t
阶段3：（t
在上述三个阶段内，电源实现了能量的传递，通过对优化设计后的钳位电路在各阶段作用的分析后得出如下结论：优化设计的钳位能够实现全部开关管的电压钳位，并使开关管始终处于ZVS的方式下工作。由此可知，本文提出的优化设计方法合理、可行，具有一定的推广使用价值。
3.结论
总而言之，随着反激式开关电源技术的迅猛发展，一些应用场合对此类电源的各方面性能提出了更高的要求。通过相关研究后发现，设计一种低钳位电压漏电感能量循环利用无开关损耗的钳位电路，能够使反激式开关电源的安全性、稳定性和可靠性大幅度提高，并且可以满足大多数应用场合的使用要求，这对于反激式开关电源的推广具有非常重要的现实意义。
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