驱动电源
前言：想要写出一篇令人眼前一亮的文章吗？我们特意为您整理了5篇驱动电源范文，相信会为您的写作带来帮助，发现更多的写作思路和灵感。
驱动电源范文第1篇
1）实际导通时栅极偏压一般选12～15V为宜；而栅极负偏置电压可使IGBT可靠关断，一般负偏置电压选－5V为宜。在实际应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰，最好在栅射之间并接两只反向串联的稳压二极管。
2）考虑到开通期间内部MOSFET产生Mill－er效应，要用大电流驱动源对栅极的输入电容进行快速充放电，以保证驱动信号有足够陡峭的上升、下降沿，加快开关速度，从而使IGBT的开关损耗尽量小。
3）选择合适的栅极串联电阻（一般为10Ω左右）和合适的栅射并联电阻（一般为数百欧姆），以保证动态驱动效果和防静电效果。根据以上要求，可设计出如图1所示的半桥LC串联谐振充电电源的IGBT驱动电路原理图。考虑到多数芯片难以承受20V及以上的电源电压，所以驱动电源Vo采用18V。二极管V79将其拆分为＋12．9V和－5．1V，前者是维持IGBT导通的电压，后者用于IGBT关断的负电压保护。光耦TLP350将PWM弱电信号传输给驱动电路且实现了电气隔离，而驱动器TC4422A可为IGBT模块提供较高开关频率下的动态大电流开关信号，其输出端口串联的电容C65可以进一步加快开关速度。应注意一个IGBT模块有两个相同单管，所以实际需要两路不共地的18V稳压电源；另外IGBT栅射极之间的510Ω并联电阻应该直接焊装在其管脚上（未在图中画出），而且最好在管脚上并联焊装一个1N4733和1N4744（反向串联）稳压二极管，以保护IGBT的栅极。
2实验结果及分析
在变换器的LC输出端接入两个2W／200Ω的电阻进行静态测试。实验中使用的仪器为：Agi－lent54833A型示波器，10073D低压探头。示波器置于AC档对输出电压纹波进行观测，波形如图5所示。由实验结果看，输出纹波可以基本保持在±10mV以内，满足设计要求。此后对反激变换器电路板与IGBT模块驱动电路板进行对接联调。观察了IGBT栅极的驱动信号波形。由实验结果看，IGBT在开通时驱动电压接近13V，而在其关断时间内电压接近5V。这主要是电路中的光耦和大电流驱动器本身内部的晶体管对驱动电压有所消耗（即管压降）造成的，故不可能完全达到18V供电电源的水平。
3结论
驱动电源范文第2篇
随着市面上超大功率LED路灯、LED隧道灯的出现,LED驱动电源故障频频,加之LED路灯驱动电源多采用内置式设计,往往造成LED灯电源维护困难重重,加之部分厂家缺乏售后维修服务,于是业主的怨声载道,经过媒体的夸大宣传后造成大众对LED灯的误解,影响了LED产业声誉。
LED灯驱动电源的七条经验:
1、智能控制是LED灯具的优势之一,而电源是智能控制的关键。
智能控制在LED路灯和LED隧道灯照明应用上条件最成熟效果最明显,智能控制能在不同时间段、根据道路车流密度来实现灯具功率的无级控制,既满足应用要求,又实现巨大的节能效果,可以为公路主管单位节省大量经费。在隧道照明上的应用不但可以节能,还可以按照隧道外的亮度情况自动调节隧道出入口亮度,给司机提供一个视觉过度阶段,以保证驾驶安全。
2、放弃4路以上输出,发展单路或两路输出,放弃大电流和超大电流,发展小电流。
输出路数越多越复杂,不同出路之间的电流干扰解决起来成本很高,如不解决则故障率较高。另外输出路数越多则总输出电流也就越大,而电流是发热的主要原因,电压本身不直接导致发热,简单来说发热量与电流的平方成正比,也就是说电流增加到原来的2倍的话,发热量将增加到原来的4倍,电流增加到原来3倍,发热量将增加到原来9倍。综上所述,单路或两路输出的LED灯电源故障率会降低很多。
3、散热和防护是电源故障的主要外部因素。
不仅电源本身会发热,灯具也会发热,这两种热源如何合理的散发出去是灯具设计工程师必须考虑的问题,一定要防止热量的过度集中,形成热岛效应,影响电源寿命。采用分离式电源方案是一个好的选择。
4、放弃大功率、超大功率,选择较高稳定性的中小功率电源。
因为功率越大,发热量越大,里面的零部件也越紧凑,不利于散热,而温度正是电源发生故障的罪魁祸首。再者,小功率电源相对来说发展的较为成熟,稳定性和成本方面都有优势。其实很多大功率电源方案都没有经过时间验证及实践证明,都是匆匆上马的项目,都是实验性的产品,因此故障层出不穷。相比之下中小功率电源因发展较早,技术方案要成熟的多。
5、维护的可行性。
电源的故障问题不可能完全避免,只有把电源的更换做的跟常规照明的光源的更换那么简便时,才能是用户用的开心,即便是电源坏了,心情也不会太差,而用户的心情好坏决定着LED灯厂家的命运。
6、防护性能。
防护问题也很重要,水分的渗透可能引起电源的短路,外壳上的沙尘会影响电源的散热,暴晒则容易引起高温和电线及其他元器件的老化,从实际使用中的经验来看,旋转接线插头的故障率较高,多数为漏水造成故障。
7、模块化设计。
驱动电源范文第3篇
摘要：随着LED技术的日益成熟，LED已经被应用到很多领域，特别是在大功率商业照明领域，LED凭借其具有节能、长寿命、可靠性高、低成本等优点，充分地展现出高性价比的特点。本文设计一种反激式原边反馈低成本方案的驱动电源，在100-240V电压范围内输出电流精度达到±5%，功率因数大于0.9，效率大于85%，并具有过压、短路保护功能。通过分析其工作原理并对具体参数给出详细的计算过程。对LED驱动电源工程师在设计的过程中具有一定的参考价值。
关键词：原边反馈；MPS4021；LED电源
中图分类号：TM402文献标识码：A
1引言
LED作为新型的节能光源，具有高光效、环保、长寿命等特点。LED使用时需要恒流输出的驱动电源，目前大多数采用次级反馈方案[1-2]，该方案从输出端进行电流采样，再通过运算放大器将信号进行放大后利用光耦进行初次级隔离反馈控制。该方案输出电流精度较高，但反馈电路元件较多，成本相对较高。本设计采用反激式原边反馈低成本方案，通过检查高频变压器初级绕组的电流实现对次级输出电流的控制，输出电流精度可达到±5%，基本达到LED驱动电源对电流精度的要求，并且集成了功率因数校正电路，所设计电源功率因数大于0.9，能够符合能源之星对灯具功率因数的要求。电路结构简单、低成本、高可靠性，在现有市场上具有一定的竞争力。
2原边反馈方案的工作原理
原边反馈方案具有结构简单、低成本、高可靠性等优点。变压器起到变压和传递能力的作用，控制芯片通过检测反激变压器初级绕组的峰值电流来控制次级绕组的输出电流[3-4]。如图1所示，电路反馈具有两个反馈环，一个是通过辅助绕组检查输出电压信号的电压外环，另一个是通过检查初级绕组的峰值电流的电流内环。通过设计好这两个反馈环路，提高系统的稳定性，可以得到较高精度的输出电流。
3基于MPS4021控制芯片的电路设计
MPS4021是一个初级端控制的离线LED照明控制器。原边控制可以显着简化了LED照明驱动系统消除了光电耦合和在一个孤立的单级转换器的次级反馈组件[5-7]。其专有的实时电流控制方法，可以从检测初级电流来准确地控制次级输出电流。内部集成了电流精度补偿模块，可以提高线路的LED电流精度。
如图2 MPS4021芯片引脚功能图所示，MPS4021集成了功率因数校正功能，并在临界导通模式下工作。功率因数校正功能可以实现在通用电压范围内PF>0.9。边界导通工作模式可减少开关损耗，提高了EMI性能。极低的启动电流和静态电流，可以减少功率消耗，同时MPS4021提供了多种先进的保护措施，包括过电压保护，短路保护，逐周期电流限制和热关断，以提高系统的安全性。
本设计采用MPS4021方案设计一种反激式原边反馈低成本的驱动电源，LED灯板为14串29并排列，本设计选用406颗3528灯珠芯片做为LED负载，每颗灯珠正向导通电压Vf为3.0V-3.4V，工作电流If为20mA，输出电压额定值为45V、输出电流额定值为580mA，LED灯光功率约为26W，设计要求驱动电源效率大于85%，则电源输入功率约为30W。具体电路原理图如图3所示，驱动电路主要包括浪涌保护电路、功率因数校正电路、MOS管驱动电路、RCD吸收回路、电流反馈电路和过压、短路保护电路。每一模块电路合理地设计可以保证电源稳定的工作，提高电源的可靠性，本文主要分析电流反馈电路和过压、短路保护电路并给出了反激变压器的详细计算过程。
4结论
本文采用了MPS4021方案设计了一种反激式原边反馈低成本的驱动电源，双闭环反馈系统，电流内环反馈保证了电源输出电流的稳定，电流精度达到±5%，同时电压外环反馈也保证了过压、短路等故障时系统的可靠性。本设计分析原边反馈方案的工作原理，并对驱动电源的反馈电路、保护电路和高频变压器进行了详细的计算。最终所设计的产品经验证能够达到预期设计的效果。
参考文献
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[8]邱关源，罗先觉 .电路 第五版[M].北京：高等教育出版社，2006.
驱动电源范文第4篇
关键词： 太阳能路灯； LED； 恒流驱动电源； 开关电源； XL6006
中图分类号： TN86?34； TK513 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2017）06?0168?03
Abstract： Aiming at the application of the high?power constant current driving technology in solar LED street light， a design method of the high?power LED constant driving power supply is introduced. The working principle of Boost switching power supply and element parameter calculation method of its driving power supply are given. The efficiency of the designed power supply was tested. Its conversion efficiency is 92% while the step?up ratio is 1.4. The test results show that the constant current driving power supply of the LED street lamp has high conversion efficiency and a certain practical value.
Keywords： solar street lamp； LED； constant current driving power supply； switching power supply； XL6006
0 引 言
太能是人们公认的清洁能量[1]。随着太阳能光伏发电技术发展和大功率LED生产工艺水平的提高，光伏太阳能LED路灯[2]作为一种高效、环保、节能、绿色照明[3]，在照明领域中得到推广与应用[4]。LED是一种半导体发光器件，其寿命极易受到温度影响[5]。为了延长太阳能LED路灯的使用寿命，要采用恒流驱动电源[6]来驱动太阳能LED灯。
针对大功率的恒流驱动技术在太阳能LED路灯中应用，本文介绍了大功率LED恒流驱动电源设计方法与技术。本LED路灯恒流驱动电源具有转换效率高，成本低廉等特点。
1 Boost开关电源工作原理
太阳能路灯采用的大功率LED灯，一般是由小功率的LED灯串联而成；因此，在太阳能LED路灯照明系统中，需要一个升压式开关电源（DC/DC变换电路[5]）来驱动大功率LED照明灯。升压式开关电源的原理图[5]如图1所示，其中：L为功率电感；A1和A2构成PWM调制电路；D为续流二极管；C为滤波电容；RL为电源的负载。图2（a）为当T闭合时的等效电路，图2（b）为当T 断开时等效电路。在图2中，当电路工作在稳态时，电感器上的电流的变化量相等， 根据电路知识可得到如下等式：
[UiTON=（Uo-Ui）TOFF] （1）
式中：TON为开关闭合时间；TOFF为开关断开时间，令D1=[TONTS]，D2=[TOFFTS]；TS为开关周期，利用D1+D2=1关系式，可得到输出电压与输入电压的关系：
[UoUi=11-D1=1D2] （2）
分析可知电感纹波电流、开关频率和电感之间的关系为：
[ΔiL1=1LfsUiD1] （3）
式中，电感器的纹波电流大小与输入电压Ui和占空比D1成正比，与电感量L和开关频率fs成反比，它是选定电感量的重要的理论依据。
当转换器工作在稳态时，得电感上的平均输入电流如下：
[ILA=Io（1-D1）] （4）
式中：ILA电感上的平均输入电流；Io为平均输出电流。
2 太阳能LED路灯恒流驱动电源设计
2.1 电路原理图
图3为LED路灯用的恒流驱动开关电源的电路图。由图3可知，本设计主要由XL6006芯片、微控制器、储电池和一些元件构成。XL6006是一块高效升压型开关型恒流驱动芯片，其内部集成了功率开关管，具有电源转换率高和元件少等优点，是理想的LED恒流驱动芯片。L为大功率储能电感器，D1为开关电源的续流二极管，当XL6006内部的功率开关管闭合时，XL6006第3引脚接地，二极管D1反偏截止，电感器中的电流线性增大，电感器储能；当XL6006内部的功率开关管断开时，XL6006第3引脚悬空，二极管D1正偏导通，电感器中的电流流向负载LED。ST15W401为一片单片机，内部集成了A/D转换器和PWM控制器，R1和R2为分压电路，储电池的电压通过分压电路分压之后，输到单片机的第1脚。RS为电流取样电阻， D3和RF为开关电源的功率控制路，控制太阳能路灯恒流驱动电源输出功率。
2.2 电路参数的计算
在计算PWM占空比D1时，按输入电压为12.5 V，输出电压为24 V计算，所以根据式（2）可以计算此驱动电源的占空比D1为：
[D1=Uo-UiUo=24-12.524≈0.479] （5）
在计算电感器的平均电流ILA时，按输出的电流为1 A计算，根据式（4）可计算出电感器的平均电流（单位为A）：
[ILA=Io1-D1=11-0.479≈1.9] （6）
在设计电路时，为了让变转换器工作在CCM模式下，电感器的电流的变化量不大于电感器平均电流的50%，在此设计中，电感器最大电流变化量按40%计算（单位为A）：
[ΔIL=ILA×0.4=1.9×0.4≈0.77] （7）
因此，可计算出电感器的峰值电流（单位为A）：
[Ipeak=ILA+ΔIL=1.9+0.77=2.67] （8）
因为 XL6006的开关频率fs为180 kHz，根据式（3）可以计算出转换器的电感值（单位为μH）：
[L=1ΔiL1fsUiD1=12.5×0.4790.77×180×103≈43.2] （9）
根据以上的电感的计算结果，本设计选用47 μH， 5 A的电感器。
3 设计实例样机的试制及性能指标的测试
为了验证设计的正确性，根据以上的电路图和计算出来的元件参数值试制一台样机，并对样机进行测试。在测试时，选用台湾晶元大功率LED灯珠进行实验，把6颗5 W的LED灯珠串联成30 W的大功率LED灯，并把这些LED灯贴在一个大散热器上进行实验。调节输入电压值，用万用表测量不同输入电压下的输入功率与输出功率，计算转换效率，并用表格记录下每次测量结果，如表1所示。
由表1可以看出，当输入电压在11 V左右时，恒流驱动电源的转换效率在87%左右；当输入电压在12 V左右时，恒流驱动电源的转换效率在89%左右；当输入电压在13 V左右时，恒流驱动电源的转换效率在90%左右；当输入电压在14 V左右时，恒流驱动电源的转换效率在91%左右。由此可见，本恒流转换器具有较高的转换效率。为了进一步地了解Boost 升压型开关电源的升压比与转换效率的关系，用数值计算方法拟合升压比和效率数据，拟合曲线如图2所示。从图2可以看出，升压比和效率成反比关系。从图可以看出，当升压比为1.4时，其转换效率约为92%，当升压比为1.5时，其转换效率约为91%，当升压比为2时，其转换效率约为87%，通过计算，由此可见，在设计Boost恒流驱动电源时，为了得到较高的转换效率，升压比控制在2倍以内。
4 结 论
太阳能LED恒流驱动电源，是光伏太阳能LED路灯照明系统的关键部件，其设计质量，直接影响LED路灯的使用寿命。针对Boost恒流驱动技术在太阳能LED路灯中应用，本文介绍太阳能LED路灯恒流驱动开关电源设计方法，并通过实例参数试制一台实验样机，用数值计算方法拟合了样机升压比和效率数据，当升压比为1.4时，其转换效率约为92%，当升压比为1.5时，其转换效率约为91%，当升压比为2时，其转换效率约为87%。测试表明，该恒流驱动的设计方法可行，能为设计大功率LED太阳能路灯恒流驱动电源提供一个参考。
参考文献
[1] 杨秀增，杨仁桓.基于斜率法的太阳能电池串联电阻测量方法[J].实验技术与管理，2016，33（2）：42?44.
[2] 曹卫锋，段现星，胡智宏.大功率太阳能LED路灯控制系统设计[J].电源技术，2013，37（9）：1608?1610.
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驱动电源范文第5篇
关键词： ARM； 压电陶瓷； 驱动电源； PI控制器
中图分类号： TN911?34； TP368.1 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）14?0166?05
High?resolution piezoelectric ceramic actuator power supply based on ARM
GE Chuan， LI Peng?zhi， ZHANG Ming?chao， YAN Feng
（State Key Laboratory of Applied Optics， Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， CAS， Changchun 130033， China）
Abstract： According to the requirement of the micro piezoelectric actuator for driving power supply， a piezoelectric actuator power supply system was designed. In this paper， the digital circuit and analog circuit in the power supply system were described in detail. The accuracy and the stability of the actuator power supply were analyzed and improved. Finally， the performance of the power supply was verified in experiment. The experimental results indicate that the output voltage noise of the designed power supply is lower than 0.43 mV， the maximum nonlinear output error is less than 0.024%， and the resolution can reach 1.44 mV， which can meet the requirement of static positioning control in the high resolution micro?displacement system.
Keywords： ARM； piezoelectric ceramic； driving power supply； PI controller
0 引 言
压电陶瓷驱动器（PZT）是微位移平台的核心，其主要原理是利用压电陶瓷的逆压电效应产生形变，从而驱动执行元件发生微位移。压电陶瓷驱动器具有分辨率高、响应频率快、推力大和体积小等优点，在航空航天、机器人、微机电系统、精密加工以及生物工程等领域中得到了广泛的应用[1?3]。然而压电陶瓷驱动器的应用离不开性能良好的压电陶瓷驱动电源。要实现纳米级定位的应用，压电陶瓷驱动电源的输出电压需要在一定范围内连续可调，同时电压分辨率需要达到毫伏级。因此压电陶瓷驱动电源技术已成为压电微位移平台中的关键技术[3]。
1 压电驱动电源的系统结构
1.1 压电驱动电源的分类
随着压电陶瓷微位移定位技术的发展，各种专用于压电陶瓷微位移机构的驱动电源应运而生。目前驱动电源的形式主要有电荷控制式和直流放大式两种。电荷控制式驱动电源存在零点漂移，低频特性差的特点限制其应用[4]。而直流放大式驱动电源具有静态性能好、集成度高、结构简单等特点，因而本文的设计原理采用直流放大式压电驱动电源。直流放大式电源的原理如图1所示。
图1 直流放大式压电驱动电源原理
1.2 直流放大式压电驱动电源的系统结构
驱动电源电路主要由微处理器、D/A转换电路和线性放大电路组成。通过微处理器控制D/A产生高精度、连续可调的直流电压（0～10 V），通过放大电路对D/A输出的直流电压做线性放大和功率放大从而控制PZT驱动精密定位平台。
该设计中采用LPC2131作为微处理器，用于产生控制信号及波形；采用18位电压输出DA芯片AD5781作为D/A转换电路的主芯片，产生连续可调的直流低压信号；采用APEX公司的功率放大器PA78作为功率放大器件，输出0～100 V的高压信号从而驱动PZT。为实现高分辨率压电驱动器的应用，压电驱动电源分辨率的设计指标达到1 mV量级。
2 基于ARM的低压电路设计
2.1 ARM控制器简介
压电陶瓷驱动电源中ARM控制器主要提供两方面功能：作为通信设备提供通用的输入/输出接口；作为控制器运行相关控制算法以及产生控制信号或波形实现PZT的静态定位操作。针对如上需求，本设计采用LPC2131作为主控制器[5]，LPC2131是Philips公司生产的基于支持实时仿真和跟踪的32位ARM7TDMI?S?CPU的微控制器，主频可达到60 MHz；LPC2131内部具有8 KB片内静态RAM和32 KB嵌入的高速FLASH存储器；具有两个通用UART接口、I2C接口和一个SPI接口。由于LPC2131具有较高的数据处理能力和丰富的接口资源使其能够作为压电驱动电源的控制芯片。
2.2 D/A电路设计
由于压电驱动电源要求输出电压范围为0～100 V，分辨率达到毫伏级，所以D/A的分辨率需达到亚毫伏级。本设计采用AD5781作为D/A器件。AD5781是一款SPI接口的18位高精度转换器，输出电压范围-10～10 V，提供±0.5 LSB INL，±0.5 LSB DNL和7.5 nV/噪声频谱密度。另外，AD5781还具有极低的温漂（0.05 ppm/℃）特性。因此，该D/A转换器芯片特别适合于精密模拟数据的获取与控制。D/A电路设计如图2所示。
在硬件电路设计中，由于AD5781采用的精密架构，要求强制检测缓冲其电压基准输入，确保达到规定的线性度。因此选择用于缓冲基准输入的放大器应具有低噪声、低温漂和低输入偏置电流特性。这里选用AD8676，AD8676是一款超精密、36 V、2.8 nV/双通道运算放大器，具有0.6 μV/℃低失调漂移和2 nA输入偏置电流，因而能为AD5781提供精密电压基准。通过下拉电阻将AD5781的CLR和LDAC引脚电平拉低，用于设置AD5781为DAC二进制寄存器编码格式和配置输出在SYNC的上升沿更新。
图2 AD5781硬件设计电路图
在ARM端的软件设计中，除正确配置AD5781的相关寄存器外，还应正确配置SPI的时钟相位、时钟极性和通信模式[5]。正确的SPI接口时序配置图如图3所示。
图3 主模式下的SPI通信时序图
3 高压线性放大电路设计
本文压电驱动电源采用直流放大原理，通过高压线性放大电路得到0～100 V连续可调的直流电压驱动压电陶瓷。放大电路决定着电源输出电压的分辨率和线性度， 是整个电源的关键。
3.1 经典线性放大电路设计
放大电路采用美国APEX公司生产的高压运算放大器PA78作为主芯片。PA78的输入失调电压为8 mV，温漂-63 V/°C，转换速率350 V/μs，输入阻抗108 Ω，输出阻抗44 Ω，共模抑制比118 dB。基于PA78的线性放大电路设计如图4所示。配置PA78为正向放大器，放大倍数为，得到输出电压范围为0～100 V。
如果运放两个输入端上的电压均为0 V，则输出端电压也应该等于0 V。但事实上，由于放大器制造工艺的原因，不可避免地造成同相和反相输入端的不匹配，使输出端总有一些电压，该电压称为失调电压。失调电压随着温度的变化而改变，这种现象被称为温度漂移（温漂），温漂的大小随时间而变化。PA78的失调电压和温漂分别为8 mV、-63 V/°C，并且失调电压和温漂都是随机的，使PA78无法应用于毫伏级分辨率的电压输出，需要对放大电路进行改进。
图4 线性放大电路
3.2 放大电路的改进
这里将PA78视为被控对象G（S），将失调电压和温漂视为扰动N（S），这样就把提高放大器输出电压精度转化成减小控制系统的稳态误差的控制器设计的问题。在控制器的设计中常用的校正方法有串联校正和反馈校正两种[6]。一般来说反馈校正所需的元件数少、电路简单。但是在高压放大电路中，反馈信号是由PA78的输出级提供。反馈信号的功率较高，为元件选型和电路设计带来不便，故线性放大电路中不使用反馈校正法[7]。而在串联校正方法中，有源器件的输入不包含高压反馈信号，所以该设计采用串联校正方法，采用模拟PI（比例?积分）控制器G1（S）进行校正，如图5所示。
图5 放大电路串联校正控制系统
图5中，PI控制器将输出信号c（t）同时成比例的反应输入信号e（t）及其积分，即：
（1）
对式（1）进行拉普拉斯变换得：
（2）
由式（2）观察可得，PI控制器相当于在控制系统中增加了一个位于原点的开环极点，开环极点的存在可以提高系统的型别，由于系统的型别的提高可以减小系统的阶跃扰动稳态误差（对于线性放大电路，可视失调电压和温漂为阶跃扰动[8]）。同时PI控制器还增加了一个位于复平面中左半平面的开环零点，复实零点的增加可以提高系统的阻尼程度，从而改善系统的动态性能，缓解由牺牲的动态性能换取稳态性能对系统产生的不利影响[9]。
放大电路的设计中采用有源模拟PI控制器，改进后的线性放大电路如图6所示。其中PI控制器的放大器采用AD8676，AD8676的输入失调电压低于50 μV（满温度行程下），电压噪声≤0.04 μV（P?P）@0.1～10 Hz，因此适合用于串联校正环节，以提高系统稳态性能、减小输出电压漂移。
校正环节的系统函数为，其中、，调节R7，R8和C4的参数值，达到减小输出误差的目的。
3.3 相位补偿
从工程角度考虑，由于干扰源的存在，会使系统的稳定性发生变化，导致系统发生震荡。因此保证控制系统具有一定的抗干扰性的方法是使系统具有一定的稳定裕度即相角裕度。
由于实际电路中存在杂散电容，其中放大器反向输入端的对地电容对系统的稳定性有较大的影响[10]。如图6所示，采用C5和C6补偿反向端的杂散电容。从系统函数的角度看，即构成超前校正[10]，增加开环系统的开环截止频率，从事增加系统带宽提高响应速度。
PA78有两对相位补偿引脚，通过外部的RC网络对放大器内部的零极点进行补偿。通过PA78的数据表可知，PA78内部的零极点位于高频段。根据控制系统抗噪声能力的需求，配置RC网络使高频段的幅值特性曲线迅速衰减，从而提高系统的抗干扰能力。图6中，R4，C1与R5，C2构成RC补偿网络。
图6 改进后的线性放大电路
此外电路中C3的作用是防止输出信号下降沿的振动引起的干扰；R10起到偏置电阻的作用，将电源电流注入到放大器的输出级，提高PA78的驱动能力。
将PI控制器的参数分别设置为KP=10、KI=0.02；超前校正补偿电容分别为12 pF和220 pF；RC补偿网络为R=10 kΩ、C=22 pF。利用线性放大电路的Spice模型进行仿真得到幅频特性和相频特性曲线如图7所示。从图中观察可得，放大系统的带宽可达100 kHz，从而保证了系统良好的动态特性，同时相角裕度γ>60°使系统具有较高的稳定性（由于PZT的负载电抗特性一般呈容性，所以留有较大的相角裕度十分必要）。
图7 改进的放大电路的幅频和相频特性曲线
4 驱动电源实验结果
实验用压电陶瓷驱动电源的稳压电源采用长峰朝阳电源公司的4NIC?X56ACDC直流电源，输出电压精度≤1%，电压调整率≤0.5%，电压纹波≤1 mV（RMS）、10 mV（P?P）。测量设备采用KEITHLEY 2000 6 1/2 Multimeter。
首先对DAC输出分辨率进行测量，ARM控制器输出持续5 s的阶跃信号，同时在DAC输出端对电压信号进行测量，将测量结果部分显示见图8。图8中显示AD5781的输出电压分辨率可达3.89e-5 V，即38.9 μV。
在模拟电路中，噪声是不可避免的。对于压电驱动电源来说，噪声的等级限制了驱动电源的输出分辨率。图9分别给出经典放大电路和改进后的放大电路的测试噪声。从图中可得通过使用PI控制器和相位补偿元件将压电驱动电源的输出噪声从1.82 mV（RMS）降低至0.43 mV（RMS）。
图8 DAC分辨率实验图
图9 放大电路噪声图
图10给出了放大电路的输出分辨率，放大电路的分辨率决定了PZT的定位精度，如要实现纳米级的定位精度，驱动电源的分辨率需要达到毫伏级。图10中，输出电压的分辨率可达到1.44 mV。
图10 放大电路分辨率实验图
最后，给出驱动电源电压线性度曲线。线性度能够真实的反映出输出值相对于输入真值的偏差程度[11]。线性度曲线如图11所示。得到拟合直线Yfit=9.846Vin+0.024 2，最大非线性误差为0.024%，能够满足精密定位需求。
5 结 论
本文设计的基于ARM的高分辨率压电陶瓷驱动电源采用直流放大原理，具有低电路噪声、高分辨率和低输出非线性度等特性，同时驱动电源的带宽可达100 kHz。以上特性使本文设计的压电驱动电源能够应用于纳米级静态定位的需求，由于其性价比高、结构简单，故具有很高的实用价值。
图11 输出电压曲线和非线性度曲线
参考文献
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