电路设计
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电路设计范文第1篇
自举电路有着较多的功能，其可以利用电容两端电压无法瞬间突变的特点，改变电路中某点的瞬时电位，在射极跟随器电路中（图1），设输入电阻为Ri，在偏置电路中加入的电阻为R3，加入R3后，电路中输入电阻值会增加，用公式表示为：Ri=[R3+（R1//R2）]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]根据公式可以得知，R3越大，输入电阻则越大。R3的取值并不任意的，R3太大会偏离静态工作点的要求，在偏置电路中，通过偏置的方式提高输入阻抗，效能并不是无限的。在该电路中加入电容C3，可以得到如图2所示的电路，在图2的电路中，电容C3的容量增加后，B点的电压变化与输出端电压变化情况一致，R3两端电压变化可表示为Ui-Uo，流过R3的电流为IR3，用公式表示为：IR3=（Ui-UB）/R3=（Ui-Uo）/R3有上述公式可以得知，当Ui发生改变后，Uo也会相应的变化，二者的数值比较相近时，流过R3的电流最小，R3对交流会呈现出最大的阻抗，所以，射极跟随器的输入阻抗会大大提高。自举电路是利用自举电容控制电路，提高电容一端的电位，可以控制另一端的电位。C3就属于自举电容，自举也被称为特殊形式的正反馈。
2自举电路在电路设计中的应用
2.1利用自举电路提高射极跟随器的输入电阻
射极跟随器有着自身的特性，其输入阻抗比较高，而输出阻抗却比较低，在电子线路中有着广泛的应用。很多射极跟随器电路的基极都采用的是固定偏置电路，这种电路的工点稳定性一般较难保证，所以需要将其改为分压式偏置，这一改动有效解决了工点不稳定的问题，但是由于电阻的阻值会受到限制，所以，在分压式偏置的射极跟随器电路（图3）中，输入电阻可表示为：Ri=[R1//R2]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]通过电路输入电阻的公式可以得知，R1，R2的取值受到限制后，输入电阻Ri的取值也相应的减小了，影响了射极跟随器输入电阻优势的发挥。为了解决这一问题，必须增加输入电阻的大小，并保证工作点的稳定性，可以在电路中增加电阻R4，或者加入电容C3，即在电路设计中合理的应用自举电路，利用自举电容，改变电路中射极跟随器的性能指标。通过上述分析可知，将输入信号设为Ui，射随器的输出电压可表示为Uo=Au*Ui。由于射极跟随器的电压增益Au的近似值为1，所以，Ui与Uo的大小几乎一致，通过电阻R3的电流可表示为IR3=（Ui-Uo）/R3流过R3的电流是比较小的，但是R3支路对交流信号的等效R3数值却比较大，R3=Ui/IR3=R3/（1-Au）电路输入电阻可以表示为Ri=R3//[rbe+（1+β）（R4//RL）]≈rbe+（1+β）（R4//RL）由上述公式可知，在加入电阻R3与电容C3后，射随器的输入阻抗值有所提高。
2.2利用自举电路扩大电路动态范围
利用自举电路可以扩大放大器的输出动态范围。图4所示是一个典型的OTL电路，图中C3是自举电容，C3、R3、R5组成自举电路。当未加C3(即将C3开路)时，在输人信号ui为正半周最大值时，可使三极管Ti临界饱和，T3的基极电压很低，从而使几接近饱和，输出电压的最大负峰值为UCE（sat）-Vcc/2≈-Vcc/2加人自举电容C3后，静态时P点对地的电位为UP=Vcc-ICQ*R5，R5是隔离电阻，其作用是为了防止输出信号通过自举电容短路，通常取值很小，因此可以认为UP=Vcc，而E点对地直流电位为UE=Vcc/2。因此自举电容C上的直流电压为Uc=Vcc/2。由于Up=Uc+uE=Vcc/2+uE，即Up会随UE的升高而自动抬高。当Uo接近Vcc/2时，UE的瞬间电位可达VCC，此时Up=Vcc+Vcc/2=1.5Vcc，从而能保证供给T2基极足够大的基极电流，使其达到饱和状态，使输出电压的正、负半周幅度对称。使负载上能够获得足够大的输出电压，即扩大了电路输出电压的动态范围。
2.3利用自举电路提高电路增益
设T1为核心构成共射电路，以T2为核心构成的是射随器，G3为自举电容。电路输出电压跟随N点的电位变化而变化，通过C3的反馈将输出电压反馈到M点，使M点的电位也跟随N点电位的电位变化而变化，实现自举。其结果使M点的电位与N点电位很接近，使流过Rc2的交流电流大大减少，这就相当于提高了Rc2的交流等效阻抗，从而提高了电路的增益。利用几管产生自举作用，不仅提高了电路的增益，而且也使电路输出的电阻大大增加，所以适用于后级放大电路输人阻抗较高的场合。
3结语
电路设计范文第2篇
1.1放大器非线性模型当放大器工作在非线性区时，采用Taylor级数模型，放大器的输出信号与输入信号可表述。若k1和k3符号相反，输出信号的增益会随着输入信号功率的增大而减小，即增益压缩（AM－AM效应）。同时，输出信号的相位会随着输入功率变化而变化，即相位失真（AM－PM效应）［6］。对于固态放大器，k3＜0，其非线性特性是增益压缩，相位扩张。预失真的基本原理即通过二极管或其它电路结构产生与功放相反的非线性特性，从而抵消因功放非线性引起的幅度与相位失真，达到改善功率放大器线性度的目的，其原理如图2所示。由于2ω1－ω2、2ω2－ω1两个频率分量（三阶交调分量）通常落在带内难以消除，会对系统产生严重的干扰，因此是衡量放大器非线性的一项重要指标。
1.2电路设计在图1中，输入信号通过2个3dBLange桥后，分别送入两个放大器；一般情况下，两路信号功率相差15dB以上，可保证A1工作在线性状态。设放大器的线性增益为G0，放大器1和2的输出分别为。为了准确地拟合主放大器的非线性特性，放大后的误差信号应与主功放的非线性分量相等，即非线性工作的放大器应与主放大器工作在相同的功率回退状态。功分器和耦合器1均采用相同的3dBLange桥实现（δ1＝δ2＝0．707），整个预失真电路的增益应为0，可以满足上述要求。结合（7）、（9）、（10）三式，可以确定耦合器的耦合度和各个衰减器的大小。通过调节延时线的长度和微调衰减器的大小，得到对主放大器线性度较好的改善效果。采用ADS进行仿真，G0＝25．5dB，衰减器1的衰减量为22dB，衰减器2的衰减量为5．4dB，定向耦合器的耦合度为－16．7dB。耦合器2也选择Lange桥，不仅简化了电路的设计，同时也节约了版图面积。
2测试结果
本设计采用0．15μmGaAs工艺实现，芯片面积为1．9mm×3．0mm，芯片结构如图3所示。该预失真单片的中心频率为21GHz，采用5V电压供电，直流功耗0．8W。采用矢量网络分析仪测试该预失真电路的增益和相位特性，设置中心频率为21GHz，输入功率扫描范围为－20～14dBm。测试结果如图4所示。该预失真电路可以提供3dB的增益扩张，以及20°以上的相位压缩。验证了该芯片可以产生预失真信号后，将其与功率放大器级联，测试其对功率放大器线性度的改善情况。测试结果表明，加入预失真电路后，功率放大器的P－1从22．2dBm提升至22．8dBm，相位误差从P－1处20°以上减小至3°以内，如图5所示。虽然增益波动最大为－0．4dB，但是该预失真电路修正了绝大部分的相位误差，同时一定程度上提高1 dB压缩点。为了验证该预失真电路的线性化效果，进一步测试采用中心频率为21GHz、间隔为10MHz的双音信号作为输入信号，比较相同的输出功率下，加入预失真芯片前后三阶交调指标改善情况，如图6所示。测试结果表明，该预失真芯片对功率放大器三阶交调最高可有27dBc的改善，在功率回退3dB时，可有5dBc的改善。在对功率放大器三阶交调为－30dBc的抑制条件下，驱动放大器输出功率从13dBm提高至17．5dBm。但是，五阶分量在回退过程中会有一定程度的恶化，如图7所示。由于流片过程中采用的电容比设计电容小20％，预失真电路中功放的特性出现了一定的偏差，导致了幅度修正不平坦、三阶分量在回退至小功率时改善效果不明显，也是五阶分量恶化的主要原因。对五阶分量改善不好的另一原因是要对高阶分量有很好的抑制，需要精确地产生预失真信号，而产生该信号非常困难，通常的做法是预失真系统中包含某种反馈以实现自适应，而这会使电路的复杂程度增大。为了验证该预失真电路的通用性，将该芯片与一高功率放大器（HPA）级联，进行了双音信号测试，结果如图8所示。在功率回退的整个过程中，IM3均有不同程度的改善，在输出29dBm时可改善15dBc以上，同时五阶分量并不会恶化。在－30dBc的抑制条件下，HPA输出功率可从28dBm提高至33dBm。
3结论
电路设计范文第3篇
关键词：锁相环；电路设计；实验结果；电路改进
中图分类号：TP311文献标识码：A文章编号：1009-3044(2011)18-4459-03
Phase-Locked Loop Circuit Design
DONG Yun
(China Petroleum Engineering & Construction Corporation, Beijing 100120, China)
Abstract: Aiming at the defects of the existing analog phase-locked loop, the idea of fabricating analog phase-locked loop with imported VCXO is introduced in this article. The article also puts forward the design and selection of elements of the circuit. Test with experiment shows that feasibility of such scheme and the possibility of circuit improvement.
Key words: phase-locked loop; circuit design; experiment result; circuit improvement
现有的网络产品中使用了大量模拟锁相环，如网板、光接口板、时钟板等。现在很多使用的模拟锁相环PLL－II完全由变容二极管等分立元件构成，离散性大，设计不尽合理，工艺品质也难保证，但在一些电路中模拟锁相环是必须的。如果选用进口高品质VCXO，配合精心设计的滤波器， 自行设计制造将会使其品质得到全面控制。一方面与现有模拟锁相环完全兼容，可以直接替换，另一方面避免了选用TRU050造成独家供货的局面。
1 电路设计方案
锁相环电路设计方案如图1所示。其中虚线方框内的电路是为实现失去参考源时锁相环输出中心频率的功能所增设的电路，除去这一部分功能电路，即为典型的采用有源比例积分滤波器的二阶锁相环基本电路。其中：鉴相器、1/N分频器，1/256分频器和参考源检测电路做在EPLD中，其它元件可焊接在与PLL-II体积相近的一个电路中。EPLD之外的电路所用管脚与PLL-II相比，可以省去-5V电源脚，只使用单＋5V电源。因比PLL-II增加无参考源时输出中心频率的功能，电路中增加了一个指示参考源信号有无的逻辑电平管脚。在PLL-II的管脚分配中有未用的管脚可以利用。除此管脚之外，本电路的其它管脚可做到与PLL-II完全兼容。图中的元件值为：
R1＝10KΩ，R2＝220KΩ，R3＝1.2KΩ,C=1μF。
下面对电路中各部件的设计和选择做一说明。
1.1 基本环路
1）鉴相器
鉴相器电路采用双端输出下降沿比相的数字鉴频鉴相器。采用这种鉴相器是为了与PLL-II的管脚兼容。本电路采用8KHz的单一鉴相频率，鉴相器前端的1/256分频器用来将2MHz的时钟信号分频到8KHz。
本电路使用的鉴相器具有非线性鉴频特性，理论上讲它的捕捉范围可达到无限大，实际上受到压控振荡器调谐范围的限制，它所构成的锁相环路的快捕带，捕捉带和同步带三者相等。
2）环路滤波器
环路滤波器采用差分输入的有源比例积分滤波器如图1中所示，由它构成的二阶环捕捉特性比较优越，同时这种形式的环路滤波器与PLL-II的管脚兼容。
3）运算放大器
环路滤波器采用有源滤波，其中的运算放大器须满足输入输出要求。其前级的鉴相器输出低电平0.1V，高电平4.0V，要求运放共模电压输入范围大于鉴相器输出电压范围；其后级的压控振荡器压控电压范围0.5~4.5V，要求运放输出电压范围大于压控电压范围，因此本电路采用了低漂移的斩波rail-to-rail运算放大器LTC1152。采用＋5V电源时，其共模电压输入范围是0～5V；输出电压范围是0～5V；满足使用要求。
4）压控晶体振荡器
锁相环中采用CONNOR WINFIEID的HV系列高稳定度晶体压控振荡器，调谐范围大，频率稳定度高。
1.2 失去参考源时，自动输出中心频率的实现方案
首先使用一个参考源检测电路判断参考源的有无，然后用检测电路输出的逻辑电平控制二选一的模拟开关选择压控振荡器压控端的输入信号，完成无参考源时输出中心频率的功能。参考源检测电路如图2。
图中，PLL32K是由本电路的VCXO分频而来，因此始终存在。CLK_8K就是分频后送入锁相环的参考信号，它经D触发器整形后，每来一个上升沿就输出一个窄的正脉冲。当CLK_8K信号存在时，它不断使计数器清零，计数器高位没有翻转的机会，SW1始终输出0。当CLK_8K信号失掉后，计数器连续计数，当SW1由0跳变为1后，SW1信号将计数器时钟关闭，SW1维持1。这样，有参考源时，SW1＝0；无参考源时，SW1＝1。
模拟开关选用CD4053，它的控制端接SW1。SW1＝0时，环路闭环，模拟开关并入环内，锁相环正常工作。SW1＝1时，环路开环，由两个串联于＋5V电源和地之间的1.2KΩ电阻(图1中的R3)提供的电源分压(约2.5V)控制VCXO的输出频率。
采用＋5V电源时，CD4053导通电阻最大为500Ω，关断漏电流±0.01nA，
后级VCXO压控端输入阻抗≥50KΩ，保证控制电压几乎全部加到VCXO压控端；VCXO压控电压范围0.5~4.5V，运放LTC1152的输出电压范围0～5V，CD4053的模拟信号电压传输范围0～5V；满足传输要求。总的来说CD4053并入环内对环路特性影响不大，环路仍可按典型的理想积分器二阶环来分析。
2 实验结果
2.1 捕捉范围
测试电路如图3。
应用上述测试电路对HV51系列两片VCXO进行测试，测试结果如表1。
2.2 中心频率
本电路在失去参考源的时候，会自动输出中心频率，测试电路如图4。
控制VCXO输出中心频率采用电阻分压电路，因此电源电压变化对输出频率有影响，测试结果如表2。
2.3 线性度
小于20％，单调上升。
2.4 占空比
典型值50±5％，最大不超过50±10％。
2.5 输出负载
输出电流24mA，可驱动15个74系列TTL门电路，或60个74LS系列TTL门电路。优于TRU050和PLL－II。
2.6 固有抖动
在1ns左右，与TRU050和PLL－II相当。
2.7 静态相差
用8KHz鉴相，相差小于30ns。因采用单一鉴相频率，参考源为2MHz时，静态相差比TRU050和PLL－II差，参考源为8KHz时，静态相差比TRU050好。
2.8 抖动容限
测试电路如图5所示。
利用误码测试仪PF140进行测试，结果如表3所示。
抖动容限反映了锁相环工作在线性区域时，所能承受的输入相位抖动的最大值。由上可见，抖动容限值均大于国际，满足要求。在低频段优于TRU050，在高频段较TRU050差。
由于Bt8510中的时钟提取电路在输入抖动为零时，输出仍有抖动80ns，实际锁相环的抗抖动指标要优于上述指标。
2.9 抖动转移曲线
测试电路和测抖动容限的电路相同。
当输入抖动均为2UI时，测得输出抖动如表4所示。
测试结果表明：各频点输出抖动指标均优于国标。除2Hz、5Hz、10Hz三点指标比TRU050差外，其余频点指标均优于TRU050。
3 电路可改进之处
3.1 模拟开关
本电路采用CD4053，但74HC系列CMOS传输门的多项性能优于CD4000系列。实验前因为手头正好有CD4053，因此使用了CD4053。若使用74HC系列CMOS传输门相信可获得更好的特性。
3.2 2.5V电压提供方案
本电路采用两个1.2K?电阻分压得到的2.5V去控制VCXO压控端输出中心频率。其精度受电源电压偏差的影响。若改用输出固定2.5V电压的微功率电压基准LM385-2.5，可免受电源电压的影响，会有更大改善。
3.3 如果对稳态相差有特殊要求，须采用2MHz鉴相
4 结束语
自行设计制造锁相环电路，测试结果合格，完全符合使用要求，如果采用这种设计，既可以全面自主控制锁相环其品质，又可以兼容已有模拟锁相环，进行直接替换，还可避免了TRU050造成独家供货，相信随着实践的检验，这种锁相环电路必将在实际应用中得到越来越广泛的应用。
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电路设计范文第4篇
矢量水听器可以有效地获取水下的声信号，并将其转化成可以进行处理的电信号，但是此信号十分微弱，并且掺杂着水中复杂的噪声，为了有效实现信号处理，设计了信号调理电路，分为电源模块、放大模块和滤波模块，可以提高输出信号的信噪比。通过对电路进行仿真以及测试实验，验证了设计的有效性。
关键词
矢量水听器；信号调理；信噪比
在世界陆地资源不断匮乏的情况下，人类对覆盖地球表面面积71％的海洋资源的了解和利用仍不够充分［1］。随着科技的发展，人类的海洋活动越来越频繁，水下探测、目标识别、定位导航及通信等技术也得到越来越多的发展和应用［2］。由于无线电信号在水中传播时的衰减很大，因此，声波成为水下信息传播的主要载体，矢量水听器可以将接收到的声信号转换成电信号，并且其灵敏度高，输出的差分信号具有良好的共模抑制比。但是，由于海洋环境中存在着大量的噪声，它们掺杂在有用信号中，使得传感器输出的微弱信号不易被区分出来，本文便针对这种情况进行信号的调理工作，进行低噪声电路的设计研究，并且将矢量水听器输出的电信号从复杂噪声中提取出来。
1矢量水听器工作原理
根据声学原理可知，如果声场中的接收处距离声源很远时，可以将声波视为平面波。本文所研究的是同振型矢量水听器，其接收设备处于中性浮力状态，从而当携带特定信息的声信号传播到传感器时，接收设备可以将声信号几乎无损耗地传感到由惠斯通电桥结构（如图1所示）组成的敏感梁上，硅梁形变产生应力变化，导致布置在芯片梁上的压敏电阻阻值发生变化，引起电压变化，通过梁上的惠斯通电桥，将振动信号转化为电压信号输出，从而实现对水下声信号方位、距离的测量。矢量水听器芯片上构成惠斯通电桥结构的压敏电阻分布图如图2所示，图2中R1～R8即为压敏电阻的布放位置，已经封装后的矢量水听器芯片如图3所示。
2信号调理电路设计及仿真
在任何信号检测过程中，检测过程中的噪声都是不可避免的［4］。矢量水听器接收到的信号是十分微弱的，并且掺杂着海洋环境噪声和水下目标的自噪声，因此对信号处理电路的要求就很高，不仅需要具有良好的本底噪声，还需要能将微弱信号从噪声中提取出来。本文设计的调理电路主要分为3个模块：电源模块、放大模块和滤波模块。
2．1电源模块由于惠斯通电桥的输出噪声与电源模块的纹波噪声密切相关，因此选用REF5050电源稳压芯片进行电压调理，它可以将输入电压调理成为5V的输出电压，输出电压不仅能够作为惠斯通电桥的激励源，而且可以作为调理电路放大模块和滤波模块的供电电源。REF5050是TI公司的一款低噪声、低漂移及高精度稳压电源芯片。噪声低至3μVpp／V，温度漂移最大不超过8ppm／℃，纹波最大不超过0．1％［5］。其中C1为旁路电容，可以把外界输出电压中的高频杂波噪声率除掉，加以去耦电容C2的引入，可以有效避免整个电网抖动的反馈耦合，能极大地减小外部电源引入的电网噪声，有效地降低水听器的本底噪声。由REF5050构成的稳压电源模块原理图如图4所示。
2．2放大模块由矢量水听器接收到的信号是十分微弱的，最大信号峰峰值仅达到十几个毫伏量级，此时共模噪声干扰是引起测量误差的主要因素，要有效地提取信号，关键是把有用信号进行放大，抑制引入的共模干扰噪声，这就要求运算放大器的噪声系数很低。低噪声前置放大电路是微弱信号检测的第1级，所以前置放大器应该选择高精度、低噪声、高输入阻抗、低输出阻抗并且具有良好的线性增益的放大器。在通过对放大器本身的噪声特性进行研究后，选择了ADI公司的AD623运算放大器，其结构图如图5所示。AD623内部是由3个运算放大器组合而成的，具有良好的交流共模干扰抑制能力。通过A1和A2提供良好的跟随性能，而有效地抑制共模干扰，降低信号源阻抗引入的影响，保持最小的误差［6］。AD623能够确保高增益精密放大器所需的低失调电压漂移和低噪声、低功耗等指标，并且其放大倍数调节方式十分简便，只需在引脚1和引脚8之间连接一个电阻Rg即可设定增益，增益范围1～1000可调。由AD623组成的放大模块原理如图6所示，只需改变R3的阻值即可以调整放大器的放大倍数。另外，在靠近运放2极电源引脚处加旁路电容去耦，以消除震荡与噪声的影响，去耦电容选用0．1μF的瓷片电容和10μF的钽电解电容［7］。为了滤除信号中的高频噪声，在第1级放大器的输入端放置一组RC无源低通滤波器，选取R为680Ω，C为0．01μF，则低通滤波器的截止频率。设置第1级放大器的Rg为1．02kΩ，即第1级放大倍数为100倍，设置第2级放大器的Rg为11kΩ，即放大倍数为10倍，这样信号总的放大倍数即为1000倍。AD623采用差分输入，接线方式为屏蔽电缆双绞线，以降低噪声影响［8］。
2．3滤波模块模拟滤波器在数据采集系统中的地位举足轻重，它的作用是滤除不感兴趣频段的信号［9］。作为整个信号处理系统的前端，滤波模块起到了信号预处理的作用，从频域上排除有用频带以外的频率信号的干扰。由于海洋环境噪声非常复杂［10］（包括海洋动力噪声、生物噪声、交通噪声、工业噪声和地震噪声等等），致使所采集的信号信噪比很低，这就需要调理电路中的模拟滤波器具有良好的滤波性能。MAXIM公司生产的MAX274是单片集成有源滤波器，内部由4个二阶滤波器级联组成，无需外接电容，不仅受杂散电容的影响很小，而且可以有效减小电路体积，提高电路性能［11］。只需改变MAX274外部引脚之间连接的电阻的阻值，即可以实现不同类型和参数的滤波器性能，并且该芯片为连续时间型，比开关型滤波器噪声低，动态特性好，且不需要外部时钟，可以减少噪声的引入。在设计滤波器参数时，MAX274提供了一套专用的设计软件，只需要设定滤波器的类型、通带内最大衰减、阻带内最小衰减、截止频率和Q值等参数，即可通过该软件的迅速计算经典的巴特沃斯、切比雪夫、贝塞尔或椭圆滤波器的极点、阶数和Q值等［12］。软件在DOS运行环境下设置滤波器参数的界面如图7所示。设置截止频率为3kHz，通带最大衰减3dB，阻带最小衰减30dB的低通滤波器，由于水声信号调理电路要求信号有较小的失真，因此要求滤波器在通带内具有良好的平坦度，因此选用八阶巴特沃斯滤波器。根据需求设计好参数后，可以通过软件得到滤波器的幅频特性曲线，如图8所示。根据仿真图设计出滤波模块的原理图，如图9所示。
3测试实验
3．1放大模块测试用函数发生器产生1kHz，峰峰值为10mV的正弦波信号，由于第1级放大器的输入端为差分输入，因此一端为正弦波信号另一端接地经过测量发现第1级放大器的放大倍数为105倍，第2级放大器的放大倍数为11倍，通过分别调整电阻Rg的阻值，使得放大模块总的放大倍数达到1000倍。但是由于考虑到AD623的负载电压最高为6V，如果设置电路整体的放大倍数为1000倍，那么输入信号的峰峰值最高为6mV，当大于6mV时，电路的输出信号就会出现失真，因此，为了使调理电路具有较大的动态范围，通过调整第1级放大器的Rg的阻值，将第1级的放大倍数缩小为33倍，此时输入信号的峰峰值的上限可以提高为18mV，扩大了调理电路输入信号的动态范围。
3．2滤波模块测试由于放大电路将电压幅度值只有几个毫伏的输入信号放大了300多倍，因此其输出到滤波模块的电压只有零点几伏。用函数发生器产生峰峰值为0．2V的正弦波信号，在100Hz～5kHz的频带内对滤波电路进行扫频测试，并用示波器记录输出结果。测试结果如表1所示。根据频率测试结果，构建滤波模块的频率响应曲线，如图10所示。由此可见，在通带内，滤波器的波形较为平滑，几乎没有出现失真的情况，当信号频率到达截止频率3kHz时，输出信号产生了3dB的衰减，当频率＞3kHz时，信号的衰减程度随着频率的增加而增加，基本与仿真结果一致。
4结束语
MEMS矢量水听器是水下探测领域中出现的新型设备，但是在接收信号过程中容易受到环境噪声的影响。因此研究设计了在降低电路本底噪声的前提下的信号调理电路，通过软件仿真以及实际测试结果可知，针对100Hz～3kHz的微弱信号，调理电路可以将通带范围以外的噪声有效地滤除，并且在抑制输出信号的共模噪声的同时使有用信号的幅值增益到合适的大小，便于后续进行信号分析和处理，对于水下探测领域具有一定的借鉴意义。
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电路设计范文第5篇
【关键词】多路；循环；监控电路；设计
0.前言
目前大部分广播电视发射台站都是使用电视墙实现多套路电视播出中的监视，但随着广播电视事业的快速发展，很多新型设备和技术也在不断涌现，节目套路也随之增加，如果还采用电视墙型式就需要多个值班员长时间盯着多个屏幕，而且还需要精神高度集中，这样会给值班员的视觉造成一定影响。另外电视伴音都是人为处置在静音状态，这就造成监听没有实际作用，也就成为监控的盲区。因此本文针对上述问题，展开对多路电视循环切换监控电路的设计与探讨。
1.多路电视循环切换监控电路概述
本文设计的多路电视循环切换监控电路可以有效解决前面提到的两个问题。该电路的设计思路为，将多路电视视频在一个监视屏上顺序切换，伴音信号在LED屏上同步显示。这样就通过唯一的监视屏实现了全套节目的循环监控。只需要一个值班员就能完成监控工作，不仅减少值班员的工作量，同时该电路设置的报警功能、故障检索等功能也为监控工作带来便利。这种循环切换监控电路的设计可以摆脱对电视墙的依赖，电路中使用的元件都是常用的，而且原理很简单、电路结构也非常紧凑，符合经济、实用和科学合理的要求。
2.多路电视循环切换监控电路设计
多路电视循环切换监控电路整体设计图，主要包括循环切换电路、伴音检测电路和故障报警电路。循环切换电路是整个循环切换监控电路的关键部分，主要负责产生和输出脉冲串行，然后通过转化单向脉冲提供切换动作信号，将切换动作信号传送给机顶盒或监视器的频道调换电路，最终完成电视频道的更换；伴音检测电路的主要功能是通过LED电平形式将同步切入的伴音信号显示出来，然后根据电平状态和变化情况判断是否有故障发生，如果有故障就会启动故障报警电路；故障报警电路在发生故障时会发出报警信号，为了使画面在发生故障时停留在当前页面上，在报警信号发出前会给循环切换电路发送停滞动作信号，如果在特定时间内没有自行解决故障，电路会发出声光报警以更好的处理故障，或提醒专业技术人员处理故障。
2.1循环切换电路
循环切换电路要对视频信号进行切换，这要求切换开关在0-6MHz范围内对漏信要求有66dB以上抑制，也就是说开关的通断输出至少为60dB，如果使用机械开关，在关断时就会有分布电容，视频高端频率就变成通路，关断的视频信号泄漏到输出端发生重影，因此本电路选择模拟开关电路CD4066作为切换开关，这种开关带宽为40MHz，电压、电流通断比高于65dB，符合视频开关要求。
循环切换电路的构成主要包括U5（NE555）、U3（CD4093）和元器件，单稳态脉冲振荡电路由U5（NE555）、C4、R11和R13组成，单稳态出发电路由U3A、U3B、C6、R14和R15组成。U5-3脚输出串行方波脉冲至U3A-1脚，周期性方波通过单稳电路转换为单方向窄脉冲后再形成切换信号。
循环切换电路的基本原理：静态时，U3A-1-2脚、输出端U3A-3脚和U3B-4脚分别为高电平、低电平和高电平；动态时，U3A-1脚输入低电平，U3A-3脚输出高电平。电容C6正端电压需要从0上升到VCC，但是电容两端电压无法实现突跳，所以需要给U3B脚的输入端施加正电压，这样U3B脚的输出端就由原来的高电平变成低电平，电容C6的充电过程为VCC―R14―C6―R15，U3B脚的输入端电压会逐渐下降到门限电平，此时输出端就变成高电压，负向脉冲也就形成了。调整R15电阻值可以通过改变脉宽来切换信号作用的时间。U3B-5与U3C-10相连构成单稳电路禁止端接口电路，U3C在输出低电平时，单稳电路停止工作。S1-2是电路工作状态的选择开关，S2是切换信号倒向输出开关。
2.2伴音检测电路
U1是LED发光管驱动集成电路，主要包括基准电压电路、放大器和电平比较器，主要功能是交直流放大和检波，是音频电平拾取电路的组成部分。伴音检测电路的主要作用是对输入伴音信号幅度高低的检测，判断是否存在故障，并根据输出电压变化来判断控制电路工作情况，其中U4和U2A是输出电路。
2.3报警电路
报警电路中的延时电路的作用是，为判断是否发生故障留出时间，如果信号正常则伴音信号经U1放大检波生成与原来音频信号大小成正比的直流电压，U2A输出高电平，U2B和U2C输出地点批评，如果U2B与U2C为低电平且有音频信号输入，则输出端保持低电压，避免节目停顿，如果电路没有输出控制信号，则表示信号正常。
如果电路信号不正常，U1内部直流电压会减小或者是零，比较器呈现高电位并顺序关闭，U2A输出会突跳为低电平，由于存在C2和C3，所以U2B和U2C输入端电压不会立刻降低，两个电容利用电阻对地进行放电，当U2B-5-6和U2C-9的电压下降到2/3VCC时，U2B、U2C电路翻转并输出高电平，此时延时完成。因为R3和R4取值不同，因此完成延时会有时差存在，第一个延时是为了停滞切换电路动作，第二个是为了完成报警。
3.多路电视循环切换监控电路的调整与安装
3.1多路电视循环切换监控电路的调整
切换电路的调整：通过改变电阻R13来控制U5的输出频率在1-20Hz范围内变化，从而对切换时间间隔进行控制。时间周期的计算公式为t=2.3RC，通常约为20s。单稳触发脉冲电路中决定脉冲宽度的是C6和R15，根据上面的公式可以计算其值，通常选定电容值后，通过改变电阻值来调整脉冲宽度，但要注意脉冲宽度不要太大，否则可能会出现跳台现象。
音频检测电路的调整：使用LM3915可以使调整更加便捷，音频信号通过R4接入5，调整机顶盒音量键和R4并观察LED发光管点亮情况，当第七个发光管点亮时说明输入了合适的伴音电平幅度。
延时电路的调整：延时电路主要由R6、C2和R9、C3构成，使用t =2.3RC计算时间，调整方法为关闭音量，设置两个电阻值，然后检测U2B和U2C输出端电位值，低电位表示处于延时时段，高电位表示延时完成。
3.2多路电视循环切换监控电路的安装
电路中电阻都采用1/8W，其他元件可使用其他型号替代，安装中只要焊接不出现错误，再经过细微的调整就可以正常使用。电路可以安装在机顶盒内或者受控监视器内，供电电源可直接使用机内电源，值为+12V。机顶盒或受控监视器的音频输出接入电路的A-IN口，机顶盒或受控监视器的频道上下调节键电路分别于S2的CH+和CH-连接。
4.结束语
综上所述，多路电视循环切换监控电路可以有效解决电视墙的一系列弊端，而且电路设计比较简单，电路中均使用普通元器件，实现了多路电视视频的循环往复的切换，降低了值班员的工作强度，同时设计了伴音监控电路和报警电路，使监控电路更加完善。 [科]
【参考文献】
[1]许建伟，徐永革，范玉文.多路电视循环切换监控电路设计，电子制作，2014，（01）.
