传输机理论文

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传输机理论文范文第1篇

关键词：无线通信低功耗移频键控PIC16F73单片机芯片CC1000调制解调芯片

在工业、科学研究以及医疗设备中，目前出现了大量需要进行通信的设备，这些设备通信距离较近、数据量较小、不适合布线。比如自动抄表系统、酒店点菜系统以及现场数据采集系统等，其中有很多设备是可移动的，而且要求何种小便于携带。因此，要求其通过设备具有体积小、功耗低、成本低、使用方便等特点。基于这些需求，本文给出了一款超低功耗的无线数字传输模块的设备及实现方法。

该模块采用Chipcon公司的超低功耗FSK调制解调芯片CC1000和Microchip公司的低功耗单片机PIC16F73，从而保证了系统的超低功耗。同时，为了适应电池供电系统的应用，该模块支持查询方式的无线通信，可以使系统的平均工作电流低至10μA。该模块具有8组信道，可以实现点对点、点对多点的半双工通信，并且提供标准串行数据接口，支持TTL、RS232和RS485通信接口，可以方便地与其它控制器或计算机连接。

图1

1模块硬件设计

模块结构框图如图1所示。

作为工作在物理层和数据链路层的底层通信设备，该系统完成数据的调制解调、假数据过滤、数据组合、解码数据帧、数据校验等功能。在接收过程中完成数据由电信号向位流、由位流数据向字节，由字节向数据帧的变换，而在发送过程中则完成接收到的逆向过程。数据发送过程中数据流的变化如图2所示。

调制解调由CC1000完成。系统采用频移键控调制（FSK），载波频率为434MHz，带宽为64kHz，数据采用差分曼彻斯特编码发送，空中发送数据速率可以根据需要设置，最高FSK数据速率为76.8kpbs。CC1000采用三线命令接口和两线数据接口，可编程配置载波频率和数据速率等内容。有关CC1000的详细内容见参考文献。

模块控制器在发送时从用户接口接数据和命令，并将用户数据转换成数据帧传送给CC1000，控制CC1000进行数据发送。在接收时，控制器接收从CC1000传送过来的数据，分析数据，过滤噪声，将数据由位流转换为字节，进行校验并将用户数据通过串行口传送给用户，使用户可以实现所发即所收。

模块是为低功耗系统而设计的，除了具有SLP引脚可以直接休眠模块外，还有一些专门设计的命令来支持使用查询方式的通信。PCMD、RX、TX三线组成模块的三线接口，配置命令时PCMD必须为高电平。配置命令工作时序如图3所示。

发送数据时PCMD应置为低电平，通过串行口发送数据即可。模块使用时间间隔区分数据帧，如果有传输半个字节的时间没有接收到数据，则认为此前接收到的为一帧数据，系统将编码该帧数据并通过CC1000进行调制和发送。因此，如果用户数据是以数据帧的格式发送的，用户应当连续发送数据，以避免模块将一帧数据分割为两帧数据发送，从而降低发送效率。模块只能进行半双工通信，没有数据发送时模块处于接收状态；有休眠信号时模块进入体眠状态，此时模块无法接收和发送数据，只有将模块唤醒后，才能发送和接收数据。READY信号是模块工作状态指示信号。当READY长时间处于低电平状态时，可以使用RST将模块复位，重新设置模块的工作状态，以避免模块处于错误工作状态。

2软件设计

系统软件采用专门为PIC单片机进行了优化，能够为PIC系列单片机产生优质高效的代码，具体内容参考文献。系统控制器软件设计是本系统的核心内容，由于控制器要完成与用户和CC1000双方的通信及数据封装，因此系统软件借用Windows系统的消息循环机制设计，采用消息循环的体系结构。这种结构使得程序结构清晰、可扩展性强、可移植性强。经过长时间的初中，证明这种结构非常适合单片机系统软件的开发。

图4为程序初始化和主函数部分的结构框图。系统程序总线结构采用消息驱动机制。在系统内部寄存器和变量初始化完成后便可以进入消息循环程序查询系统消息。系统消息一般是CPU外部或内部的事件通过CPU中断系统激励CPU运行的。为了能够使系统产生和响应消息，必须启动CPU的中断系统，因而在进入消息循环前启动CPU定时中断、串行通信中断、外部触发中断。程序初始化部分在CPU上电或复位后只执行一次，CPU在正常工作时即将终都在消息循环中反复检测消息是否存在，并根据消息的种类做不同的操作，最后清除相应的消息标志，再进行循环检测消息。本系统中消息共有三种，分别是程序节拍控制信号、与CC1000通信的信号以及与用户通信的信号。程序节拍控制信号控制程序的运行过程，包括时间信号、外部中断信号（休眠、唤醒）以及其它定时动作信号；与CC1000通信的信号包括CC1000状态转换信号、接收完成信号、发送开始信号以及发送完毕信号等，负责管理与CC1000的通信和控制工作；与用户通信的信号包括接收用户数据完毕信号、用户数据发送完毕信号以及向用户发送数据开始信号等，负责与用户的通信管理。程序的消息循环结构如图5所示。

3模块性能

3．1模块功能

作为一款专门为低功耗系统而设计的无线数字传输模块，该模块具有低电平供电、低功耗的特点。供电电压范围为3V～12V。当供电电压为3V时，在接收状态下，模块电流为9.6mA；在发送状态下，模块电流为25.6mA；在休眠状态下，模块电流为2μA。通信系统使用查询方式工作时，处于接收的工作电流计算公式如下，即若休眠时间为dsl，检测信号时间为tdt，那么平均工作电流为（单位为μA

）：

Ip=(tsl×2+tdt×9600)/(tsl+tdt)

因此，如果一个系统的休眠时间为8s,检测时间为13μA。这样，5400mAh的锂电流可以使用47年！当然，实际使用中应该计算模块处于接收状态时的电流，此时模块的功耗就取决于模块工作的情况和传输数据量的大小，但是其极低的待机功耗对于移动设备来说是十分重要的。

3．2通信可靠性

通信误码率可以使用如下近似公式计算：

Pe≈Ne/N

式中，N为传输的二进制码元总线；Ne为被传输错的码元数，理论上应有N∞。

在实际使用中，N足够大时，才能够把Pe近似为误码率。经过对模块的测试，在数据速率为2400bps、通信距离为100m(平原条件)时，通信误码率为10-3～10-5。在数据速率提高时，通信误码率会增加，但是通信模块可采用多项技术来提高通信可靠性。在物理层，模块采用差分曼彻斯特编码技术发送数据，从而保证通信中的同步问题；而在数据链路层，使用CRC（循环冗余编码）进行数据帧校验，用以保证数据到达用户应用层以后的可靠性。当然，用户在应用层还可以采取多种通信协议来进一步提高通信的可靠性。

3.3通信距离

在无线通信中，通信距离与发射机发送信号的强度和接收机接收灵敏度有着直接关系。本模块的发送功率为10dBm，而在数据速率为2400bps、带宽为64kHz、通信二进制误码率为10-3条件下，模块的接收灵敏度为-110dBm。在天线高于地面3m的可视条件下，可告通信距离（误码率小于10-3）大于300m。在市区环境中，可靠通信距离在10m左右。

图5

4模块应用

无线智能IC卡水表由负责显示和读写IC卡的上位机和负责阀门控制的下位机组成，上位机和下位机之间的通信使用无线数字传输模块完成，系统结构如图6所示。上位机负责人机接口，包括显示下位机状态、显示剩余水量、读取IC卡以及与下位机通信等功能，下位机完成水脉冲计数并接收上位机的指令控制阀门开关状态。由于本系统采用电池供电，所以要求系统的功耗必须非常低。水表的上位机和下位机均采用Microchip公司的低功耗单片机PIC16F73，下位机工作在查询状态。

传输机理论文范文第2篇

随着社会的进步和技术的发展，多媒体业务不断增长，人们对网络带宽的要求也随之增长。

通信网正向着IP化、宽带化方向发展。通信网由传输网、交换网和接入网三部分组成。目前，我国传输网已经基本实现数字化和光纤化；交换网也实现了程控化和数字化；而接入网仍然是通过双绞线与局端相连，只能达到56kb／s的传输速率，不能满足人们对多媒体信息的迫切需求。对接入网进行大规模改造，以升级到FTTC(光纤到路边)甚至FTTH(光纤到户)，需要高昂的成本，短期内难以实现。XDSL技术实现了电话线上数据的高速传输，但是大多数家庭电话线路不多，限制了可连接上网的电脑数，而且在各房间铺设传输电缆极为不便。最为经济有效而且方便的基础设备就是电源线，把电源线作为传输介质，在家庭内部不必进行新的线路施工，成本低。电力线作为通信信道，几乎不需要维护或维护量极小，而且可以灵活地实现即插即用。此外，由于不必交电话费，月租费便宜。

电力线高速数据传输使电力线做为通信媒介已成为可能。铺设有电力线的地方，通过电力线路传输各种互联网的数据，就可以实现数据通信，连成局域网或接入互联网。通过电源线路传输各种互联网数据，可以大大推进互联网的普及。此项技术还可以使家用电脑及电器结合为可以互相沟通的网络，形成新型的智能化家电网，用户在任何地方通过Internet实现家用电器的监控和管理；可以直接实现电力抄表及电网自动化中遥信、遥测、遥控、遥调的各项功能，而不必另外铺设通信信道。因此，研究电力

线通信是十分必要的。

1OFDM基本原理

正交频分复用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)是一种正交多载波调制MCM方式。在传统的数字通信系统中，符号序列调制在一个载波上进行串行传输，每个符号的频率可以占有信道的全部可用带宽。OFDM是一种并行数据传输系统，采用频率上等间隔的N个子载波构成。它们分别调制一路独立的数据信息，调制之后N个子载波的信号相加同时发送。因此，每个符号的频谱只占用信道全部带宽的一部分。在OFDM系统中，通过选择载波间隔，使这些子载波在整个符号周期上保持频谱的正交特性，各子载波上的信号在频谱上互相重叠，而接收端利用载波之间的正交特性，可以无失真地恢复发送信息，从而提高系统的频谱利用率。图1给出了正交频分复用OFDM的基本原理。考虑一个周期内传送的符号序列(do，d1，…，dn-1)每个符号di是经过基带调制后复信号di=ai+jbi，串行符号序列的间隔为t=l／fs，其中fs是系统的符号传输速率。串并转换之后，它们分别调制N个子载波(fo，f1，…，fn-1)，这N个子载波频分复用整个信道带宽，相邻子载波之间的频率间隔为1／T，符号周期T从t增加到Nt。合成的传输信号D(t)可以用其低通复包络D(t)表示。

其中ωi=-2π·f·i，f=1／T=1／Nt。在符号周期[O，T]内，传输的信号为D(t)=Re{D(t)exp(j2πfot)}，0≤t≤T。

若以符号传输速率fs为采样速率对D(t)进行采样，在一个周期之内，共有N个采样值。令t=mt，采样序列D(m)可以用符号序列(do，d1，…，dn-1)的离散付氏逆变换表示。即

因此，OFDM系统的调制和解调过程等效于离散付氏逆变换和离散付氏变换处理。其核心技术是离散付氏变换，若采用数字信号处理(DSP)技术和FFT快速算法，无需束状滤波器组，实现比较简单。

2电力线数传设备硬件构成

电力线数据传输设备的硬件框图如图2所示。

2.1数字信号处理单元TMS320VC5402

用数字信号处理的手段实现MODEM需要极高的运算能力和极高的运算速度，在高速DSP出现之前，数字信号处理只能采用普通的微处理器。由于速度的限制，所实现的MODEM最高速度一般在2400b／s。自20世纪70年代末，Intel公司推出第一代DSP芯片Intel2920以来，近20年来涌现出一大批高速DSP芯片，从而使话带高速DSPMCODEM的实现成为可能。

TMS320系列性价比高，国内现有开发手段齐全，自TI公司20世纪80年代初第一代产品TMS32010问世以来，正以每2年更新一代的速度，相继推出TMS32020、TMS320C25、TMS320C30、TMS320C40以及第五代产品TMS320C54X。

根据OFDM调制解调器实现所需要的信号处理能力，本文选择以TMS320VC5402作为数据泵完成FFT等各种算法，充分利用其软件、硬件资源，实现具有高性价比的OFDM高速电力线数传设备。

TMS320C54X是TI公司针对通信应用推出的中高档16位定点DSP系列器件。该系列器件功能强大、灵活，较之前几代DSP，具有以下突出优点：

速度更快(40～100MIPS)；

指令集更为丰富；

更多的寻址方式选择；

2个40位的累加器；

硬件堆栈指针；

支持块重复和环型缓冲区管理。

2.2高频信号处理单元

主要实现对高频信号的放大、高频开关和线路滤波等功能，并最终经小型加工结合设备送往配电线路。信号的放大包括发送方向的可控增益放大(前向功率控制)，接收方向AGC的低噪声放大部分。其中高频开关完成收发高频信号的转换，实现双工通信。同时使收发共用一个线路滤波器，这样可以节省系统成本。2．3RS一232接口单元

用户数据接口采用RS一232标准串行口。串口的数据中断采用边沿触发中断，串口中断程序完成用户数据的发送与接收。将接收到的用户数据暂存到CPU的发送缓冲区中，等到满一个突发包时就发送到DSP进行处理。

3参数设计

3．1保护时间的选择

根据OFDM信号设计准则，首先选择适当的保护时间，=20μs，这能够充分满足在电力系统环境下，OFDM信号消除多径时延扩展的目的。

3．2符号周期的选择

T>200μs，相应子信道间隔，f<5kHz，这样在25kHz带宽内至少要划分出5个子信道。另外子信道数不能太多，增加子信道数虽然可以提高频谱传输效率，但是DSP器件的复杂度也将增加，成本上升，同时还将受到信道时间选择性衰落的严重影响。因此，考虑在25kHz的带宽内采用7个子信道。

3.3子信道数的计算

子信道间隔：

各子信道的符号周期：T=250μs

考虑保护时间：=20μs，则有Ts=T+=270μs

各子信道实际的符号率：

总的比特率：3.71kbps×25子信道×2b／symbol=185.5kb／s

系统的频谱效率：β=185.5kbps／100kHz=1.855bps／Hz<2bps／Hz

可以看出，这时系统已经具有较高的频谱效率。25路话音信号总的速率与经串并变换和4PSK映射后的各子信道上有用信息的符号率相比，每个子信道还可以插入冗余信息用于同步、载波参数、帧保护和用户信息等。需要指出的是：

①由于OFDM信号时频正交性的限制条件，在此设计中尽管采用了25个子载波并行传输也只能传25路语音。如果要传8路语音，经串并转换和16QAM映射后，各个子信道上有用信息的符号率为1.855bps／Hz，最多还可以插入的冗余信息为O.145bps／Hz，在实际传输中这是很难保证的传输质量的，因此该设计相对于M-16QAM采用4个子载波传输6路话音并不矛盾。

②在此设计中，为冗余信息预留了较多的位，其冗余信息与有用信息的比值为0.59，大于iDEN系统的0.44。这是考虑到OFDM信号对于载波相位偏差和定时偏差都较为敏感，这样就可以插入较多的参考信号以快速实现载波相位的锁定、跟踪及位同步；另一方面对引导符号间隔的选择也较为灵活，在设计中选择引导符号间隔L=10。

③OFDM信号调制解调的核心是DFT／IDFT算法。目前，普遍采用DSP芯片完成DFT／IDFT，因此有必要对设计所需的DSP性能进行估计。根据设计要求，至少要能在250μs内完成32个复数点的FFT运算。我们知道，N个复数点的FFT共需要2Nlog2N次实数乘法和3Nl0g2N次实数加法。假设实数乘法和实数加法都是单周期指令，以32个复数点为例，这样共需要800个指令周期，即20μs，因此采用TMS320VC5402能够满足设计要求(TMS320VC5402的单指令周期为10ns)。

4.1调制部分的软件设计

此程序作为子程序被调用之前，要发送的数据已经被装入数据存储器，并将数据区的首地址及长度作为入口参数传递给子程序。程序执行时，首先清发送存储器，然后配置AD9708的采样速率，之后允许串行口发送中断产生，使中断服务程序自动依次读取发送存储器中的内容，送入AD9708变换成模拟信号。之后程序从数据存储器读取一帧数据，经编码，并行放入IFFT工作区的相应位置，插入导频符号并将不用的点补零。随后进行IFFT，IFFT算法采用常用的时域抽点算法DIT，蝶形运算所需的WN可查N=512字的定点三角函数表得到。由于TMS320VC5402的数值计算为16位字长定点运算方式，所以IFFT采用成组定点法，既提高了运算精度又保证了运算速度。然后对IFFT变换后的结果扩展加窗，并将本帧信号的前扩展部分同上帧信号的后扩展部分相加，加窗所需窗函数可查表得到。窗函数存放在窗函数表中，是事先利用C语言浮点运算并将结果转换为定点数存放在表中的。

经实测，从读取串行数据到加窗工作完成最多占用75个抽样周期(75×125μs)的时间，而发送一帧信号需512+32=544个抽样周期(544×125μs)。这说明C5402的运算速度足够满足需要。

当上一帧信号发送完毕，程序立即将以处理好的本帧信号送入发送存储器继续发送，并通过入口参数判断数据是否发送完毕。

4.2解调部分的软件设计

用TMS320VC5402实现的流程分同步捕捉及解调两个阶段。同步捕捉阶段执行时，首先清接收存储器，配置AD9057的采样速率，然后开串行口接收中断，使接收中断服务程序接收来自AD9057的采样数据并依次自动存入接收存储器。

每得到一个新的样点，程序先用DFT的递推算法解调出25路导频符号，并对导频均衡。之后分别同参考导频符号矢量600h+j600h进行点积，这里用导频符号矢量的实部与虚部的和代替点积，即可反映相关函数的规律，以简化运算。求得25路导频与参考导频的相关值后暂时保存，并分别与前一个样点所保存的各导频相关值比较(相减)，用一个字节保存比较结果的正负号(每路导频占1bit)。在处理前一个样点的过程中，也用一个字节保存它同其前一样点的导频相关值比较的正负号。对这两个字节进行简单的逻辑运算，即可判断出各导频是否在前一个样点处出现峰值。倘若25路导频中有20个以上的导频同时出现峰值，则认为该样点以前的N=512个样点即为捕捉到的一帧信号，程序进入解调阶段；否则等待接收新的采样点继续进行同步捕捉。

解调阶段首先对捕捉到的帧信号进行实信号的FFT变换，仍然采用成组定点法，之后进行均衡。然后利用导频算出本地抽样时钟的延迟τ，在计算中应尽量避免出现除法，可将常数分母取倒数后提前算出，作为乘法的系数。为了保证其后二维AGC的精度，计算中τ精确到O.1μs。接下来根据τ调整抽样时钟，程序将调整量通知串行口发送中断服务程序后，继续执行二维AGC，而由中断服务程序在每次中断响应时间命令，每次可以调整下一采样时刻提前(或落后)1μs。

二维AGC分两步进行。首先根据τ对均衡后的调制矢量进行相位校正，这里需要利用FFT变换所使用的512字的三角函数表，用一个指针指向三角函数表的表头，根据τ及三角函数表角度间隔算出多少路子信道才需要将指针下移一格，通过这种查表的方法可以简洁地确定各子信道的校正量。经相位校正后，即可利用导频进行幅度校正。

接下来经判决，并／串变换及解码即可解调出本帧数据。然后对均衡器的权值采用LMS算法进行调节。程序通过对这部分信号进行简单的幅值门限分析，很容易判断出是否收到了信号。若有则继续接收；否则结束返回。

传输机理论文范文第3篇

Proceedings of the 12th

Italian Conference Sensors

and Microsystems

2008, 563pp.

Hardcover

ISBN 9789812833587

G Di Francia等著

本书为第12届意大利传感器与微系统会议论文集。这次会议由意大利传感器与微系统协会于2007年2月12-14日在Napoli城镇举行。本书收录了本次会议上的近80篇论文,为传感器与微系统及其相关技术领域的发展提供了一个独特的视角。

传感器与微系统是一门多学科交叉的综合性学科,它涉及材料科学、化学、应用物理、电子工程、生物技术等许多领域。本书将收录的79篇论文依据其所属的不同领域共分为9个部分:1.生物传感器,包含用于血糖生物传感器的敏感元件的制备与特性等10篇文章;2.生理参数监测,包含了对一种用于糖尿病人呼吸标志物检测的氧化铟传感器的研究等4篇文章;3.气体传感器,包含用多孔硅推动硅技术的极限:一种CMOS气体敏感芯片、用基于碳纳米管的纳米复合层涂覆的薄膜体声波谐振器制成的蒸汽传感器、饮水机中水和酒精蒸发速率的检测等15篇文章;4.液相传感器,包括用于水和空气环境化学检测的基于二氧化锡颗粒层的光纤传感器等4篇文章;5.化学传感器阵列和网络,包含了一个用于易挥发性有机化合物分析的多通道的石英晶体微天平、一种用于酒质量分析的新型便携式微系统的发展等9篇文章;6.微制造与微系统,包括通过实验研究湿多孔硅的拉曼散射现象、多孔硅上高流速渗透膜在氢过滤装置中的应用等13篇文章;7.光学传感器与微系统,包括金属包层的漏波导化学和生化传感应用、结构光纤布拉格栅传感器:前景与挑战等14篇文章;8.物理传感器,包括通过多像素的光子计数快速闪烁读出等6篇文章;9.系统和电子接口,包括能够估计并联电容值的非校准的高动态范围电阻传感器前端等4篇文章。

本书介绍了传感器与微系统在意大利的发展状况与趋势,对于从事传感器与微系统方面的研究人员及工程师们,它是一本十分有价值的参考读物。

孙方敏,

博士生

(中国科学院电子学研究所)

传输机理论文范文第4篇

一、研究目的及意义

海洋占地球表面积的70%，拥有广阔的空间和丰富的矿产与生物资源，在人类的活动中占有越来越重要的地位。而在对海洋进行的每一项军事与民用开发活动中，都离不开通信与数据传输作为保障。由于海水是电的导体，在混浊、含盐的海水中，光波与电磁波的衰减都很大，传播距离十分有限。只有频率在30hz~300hz 的超低频电磁波才能够在海水中远距离传播[1]，这样的频率范围要求巨大的天线和发射功率，且只能实现从空气到水下的单工通信。相比之下，声波在水中的传播特性就好得多。利用深海声道效应，甚至远在五千公里以外，人们也能清晰地接收到由几磅tnt炸药爆炸所辐射的声信号[2]。迄今为止，声波是在海水介质中进行远距离无线通信唯一有效的信息载体。

在水声数字通信系统中，由于声波传播的多途效应造成的码间干扰是获得高速数据传输的主要障碍，有效的解决方法是在接收机中使用均衡器。采用传统的自适应均衡技术抑制多途效应的影响，需要周期地发送训练序列，降低了水声信道的带宽利用率。而盲均衡技术不需要训练序列，可有效地提高信息的传输速率[3]，因此，研究相应的盲均衡算法在水声信道中的性能是非常必要的。

时变衰落信道水声信道的多途效应和多普勒效应都很严重，在某些情况下，接收端和发射端之间的漂移以及传输介质的改变，都会引起严重的相位起伏，相位在0°～360°之间随机分布，给相干接收带来很大的困难，必须进行信道均衡和相位跟踪，否则无法进行正确的解码。因此相干水声通信中的载波同步与恢复对数据解调至关重要。过去人们研究一个衰落信道的均衡问题时，都是以信号载波已经得到恢复为前提的，而且接收机的载波恢复和信道均衡分开进行，然而这种做法对时变性很强的水声信道来说是不合适的[4]。

传统的cma算法性能稳定且容易实现，但由于cma的代价函数中只利用了信号的幅度信息，而没有相位信息，因此对相位而言是“盲”的[5]，难以完成载波恢复。为了克服相位误差引起的性能下降，均衡后必须使用载波跟踪环路来恢复载波相位。

综上所述，载波恢复盲均衡算法的研究对提高水声通信质量是非常必要和有实际意义的。

二、研究现状

最初解决这类问题的方案是由均衡器和一个单独的载波跟踪环组成[4]，如一阶锁相环(pll)。盲均衡算法与载波相位无关，因此能够在载波恢复环路锁定之前进行快速的初步收敛，使信号星座较为正常，有利于进行载波恢复和相位信号检测[12]。

后来，由falconer提出将载波恢复系统和自适应均衡器的参数调整相联合，使二者的功能相互补充，从而提高相干水声通信系统的性能[6]。随后又陆续提出了一些常数模与载波恢复联合的算法[8-10]，如文献[8]中提出的修正的常数模算法(mcma)、文献[11]中提出的改进的载波恢复cma算法、他和amin提出的利用信号星座图匹配误差的算法[7]等。

文献[13]根据16qam信号星座图的特点，通过对修正的常数模算法(mcma)的性能进行分析，在cma代价函数的基础上进行修改，得到了一种具有相位纠正能力的误差函数。使用该误差函数进行冷启动，算法收敛能力较强，收敛速度与cma接近。进一步地，当判决错误率达到足够低的水平时，再切换到判决导引算法模式，并采用判决域的方式进行切换，降低了算法的稳态误差。

文献[14]提出了一种用于qpsk信号的快速载波恢复常数模盲均衡算法fcrcma(fastcarrierrecoveryconstantmodulusalgorithm)。首先根据qpsk信号的特点和“归一化lms算法”的思想，提出了一种能够快速收敛的误差函数，用所构造的新的误差函数代替mcma算法的误差函数，得到了一种新的载波恢复盲均衡算法。

文献[15]利用极性算法能将乘法运算变为比较运算，将多位运算变为一位运算的特点，将极性算法引入到一种基于统计特性均衡准则的线性均衡器与判决引导均衡器中，并与锁相环(phase-locked loop，pll)技术相结合，提出一种基于联合极性迭代的载波相位恢复盲均衡算法。 该算法利用极性算法来减小计算量， 利用判决引导算法来减小均方误差， 利用锁相环技术来克服多径衰落信道引起的载波相位旋转，兼具了线性均衡器、判决引导算法、极性算法及锁相环的优良性能。

三、研究内容

(1)研究水声信道的物理特性，如传播损失、多径扩展和多普勒扩展等以及水声信道的数学模型。

(2)研究抗多径盲均衡理论的置零准则和最小均方误差准则，分析两种准则下均衡器的性能。

(3)研究载波相位恢复盲均衡的原理。

(4)对经典的载波恢复算法进行分析研究和性能对比。

(5)针对所研究的载波恢复算法的性能缺陷进行分析，并提出相应的性能改进(降低均方误差、降低误码率、加快收敛速度或降低运算量等)方法。

四、研究方案与路线

(1)研究几种深海信道和浅海信道模型，分析每种信道的多途特征，确定相应的抗码间干扰的方法。进一步地，分析信道引起的相位旋转问题。

(2)研究修正的常数模算法mcma、正方形等高线算法sca、多模算法mma等代价函数，从理论上说明其完成载波相位恢复的机理。

(3)研究载波恢复盲均衡算法代价函数的凹性，了解算法是否收敛到局部最小值、能否收敛到全局最优等。

(4)分析基于小波变换的盲均衡、基于支持向量机的盲均衡等方法的特点。

(5)在前面分析研究的基础上，分析以上各载波恢复盲均衡算法的性能，找出其不足并提出相应的改进算法。

(6)通过计算机仿真检验所有算法的性能。

五、主要参考文献

[1] m　stojanovic.underwater acoustic communications[c]. oceans'95 conference proceedings， 1995：435-440.

[2] 刘伯胜，雷家煜.硕士论文水声学原理[m].哈尔滨：哈尔滨工程大学出版社，2002.

[3] m stojanovic.recent advances in high-speed underwater acoustic communications [j].ieee journal of oceanic engineering (s0364- 9059)，1996,，21(2)：125-136.

[4] tsai k d ，yuan j t. a modified constant modulus algorithm(cma) for joint blind equalization and carrier recovery in two-dimensional digital communication systems. signal processing and its applications,proceedings. seventh international symposium on，volume 2，july 1-4;2003：563–566

[6] kocic m，brady d ，stojanovic m. sparse equalization for real-time digital underwater acoustic communications. oceans '95 conference proceedings，vol. 3：1417-1422

[5] mathis h.nonlinear functions for blind separation and equalization.ph.d.dissertation. swiss federal institute of technology，001

[7] he l，amin m.a dual mode technique for improved blind equalization for qam signals.ieee signal processing letters， 2003;10(2)：29-31

[8] godard d n.self-recovering equalization and carrier tracking in two-dimensional data communication systems. ieee transactions on communications，1980;28(11)：1867-1875

[9] oh k n， chin y o. modified constant modulus algorithm：blind equalization and carrier phase recovery algorithm. ieee international conference on 'gateway to globalization', seattle，1995;vol.1：498-502

[10] lin j c ，lee l s. a modified blind equalization technique based on a constant modulus algorithm.ieee international conference on conference record， 1998; vol.1：344-348

[11] lin j c. 51lunwen.com/shuoshikait/ blind equalization technique based on an improved constant modulus adaptive algorithm.proc.iee， 2002;149(1)：45-50

[12] johnson c r jr, schniter p， endres j t，et al.blind equalization using the constant modulus criterion：a review. proceedings of the ieee, 1998;86(10)：1927-1949

[13] yecai guo.blind equalization algorithm suitable for 16qam signals for carrier recovery of underwater acoustic channel，2008

[14] yanping zhang.a fast blind equalization　algorithm　for carrier recovery of underwater acoustic channel，2004

[15] yecai guo. mixed sign iteration based blind equalization algorithm

for carrier phase recovery of qam signals

二、论文工作实施计划

(一) 论文的理论、硬件要求、应达到的程度和结果

水声信道的物理特性，如传播损失、多径扩展和多普勒扩展等以及水声信道的数学模型。抗多径盲均衡理论的置零准则和最小均方误差准则，载波相位恢复盲均衡的原理。对经典的载波恢复算法进行分析研究和性能对比。针对所研究的载波恢复算法的性能缺陷进行分析，并提出相应的性能改进(降低均方误差、降低误码率、加快收敛速度或降低运算量等)方法，通过计算机仿真检验所有算法的性能。在学术期刊发表学术论文。

(二)论文工作的具体进度与安排

起讫日期 工作内容和要求 备注

2010.4-7 翻阅资料，了解水声通信的原理及特点

2010.7-10 翻阅资料，了解载波相位恢复和盲均衡的原理和特点。

2010.11-12 翻阅论文，完成开题报告。

2011.1-3研究几种深海信道和浅海信道模型，分析每种信道的多途特征，确定相应的抗码间干扰的方法。进一步地，分析信道引起的相位旋转问题。

2011.4-6 研究修正的常数模算法mcma、正方形等高线算法sca、多模算法mma等代价函数，了解其完成载波相位恢复的机理。

2011.7-10 研究载波恢复盲均衡算法代价函数的凹性，了解算法是否收敛到局部最小值、能否收敛到全局最优等。

传输机理论文范文第5篇

【关键词】TCP 往返时延 拥塞控制

一、概念简介

TCP协议实现了流量控制和拥塞控制功能，可以保证数据的有序可靠的到达目的端。因此，目前网络传输层中多数的应用均用TCP协议进行。

往返时延（RTT）是研究TCP连接行为的重要测度，它是指从TCP发端发出报文到接收到通信对端立即返回的确认报文所经历的时长。

拥塞控制（congestion control）是防止过多的数据注入网络中，这样可以使网络的路由或链路不过载。对于通信端点来说，拥塞往往表现为通信时延的增加。

二、TCP往返时延

（一）概述

TCP相对于UDP来说是可靠传输，但代价也是存在的。TCP采用一种自适应的算法，它记录一个报文段发出的时间，以及收到相应确认的时间，这两个时间之差就是往返时延（RTT）。TCP保留了RTT的一个加权平均往返时间RTTs。时延的测量有挺多，以下给出两种。

（二）SYN-ACK方法

SYN-ACK方法，通过监测TCP三次握手建立连接的过程来估计RTT。用监测到的最后一个和第一个ACK之间的时间间隔来计算RTT。使用此方法的前提： SYN-ACK和ACK的传输没有被延迟；SYN-ACK在传输中没有丢包，ACK在到达监测点前没有丢包；SYN和ACK在传输的过程中时间抖动不大。SYN-ACK方法的不足之处在于：丢包可能导致RTT估计过长，超过3秒的RTT被认为是不准确的。有些操作系统会使用DelayACK方式工作，导致RTT估计错误。为了减少错误，，SYN-ACK方法使用HTTP请求和应答之间的时延作为RTT估计的上界。

（三）SPECTRAL ANALYSIS方法

SPECTRAL ANALYSIS方法基本思想是：（1）使用前256个分组的到达间隔生成RTT初始估计值。（2）使用滑动窗口估计来设置RTT估计的上界。（3）使用序列号/应答号之间的关系来寻找DATA-ACK-DATA关联，设置RTT估计的下界。（4）使用自相关函数和Lomb-Scargle周期图来估计RTT。

三、TCP拥塞控制

（一）概述

拥塞的直接原因主要有：（1）存储空间不足；（2）带宽容量不足；（3）处理能力较弱。为对传输层进行拥塞控制，因特网建议标准定义了四种算法。

（二）拥塞控制算法

1.慢启动

旧的TCP在启动一个连接时会向网络中发送许多数据包，由于一些路由器必须对数据包排队，所以这样就有可能耗尽存储空间，从而导致TCP连接的吞吐量（throughput）急剧下降。避免这种情况发生的算法就是慢启动。当建立新的TCP连接时，拥塞窗口（cwnd）初始化为一个数据包大小。源端按cwnd大小发送数据，每收到一个ACK确认，cwnd 就增加一个数据包发送量. 很显然，cwnd的增长将随RTT呈指数级（exponential）增长：1个、2个、4个等等。 源端向网络中发送的数据量将急剧增加。

2.拥塞避免

发送端的cwnd每经过一个往返时延RTT就增加一个最大报文段长度MSS的大小，而不是加倍，使得cwnd按线性规律缓慢增长，当出现一次超时时，令慢开始门限ssthresh等于当前cwnd的一半。可归纳如下：

当cwnd小于ssthresh时，使用慢开始算法。

当cwnd大于等于ssthresh时，改用拥塞避免算法。

3.快重传和快恢复

当数据包超时时，cwnd 要被置为1，重新进入慢启动，这会导致过大地减小发送窗口尺寸，降低TCP连接的吞吐量. 所以快速重传和恢复就是在源端收到3 个或3 个以上重复ACK 时，就断定数据包已经丢失，重传数据包，同时将ssthresh 置为当前cwnd 的一半，而不必等到RTO 超时。

总的来说，TCP 拥塞控制算法如下：

1.初始化： win = min（ cwnd，awin）

cwnd = 1；

ssthresh = 65535bytes （缺省值）；/

2.当新确认包ACK 到达时：If（ cwnd < ssthresh）

/ Slow Start /

cwnd = cwnd + 1；

Eise

/ Congestion Auoidance /

cwnd = cwnd + 1 / cwnd；

3.超时： ssthresh = max（2，min（ cwnd / 2，awin））；

cwnd = 1；

四、结语

计算机网络给我们带来便利的同时，也存在一些问题，如网络时延、拥塞、带宽等问题。本文给出了一些问题的原因以及解决算法。在设计网络时延的测量软件时，本文可以起到较好的理论指导。

参考文献：

[1]张轶博，雷振明.一种被动式RTT测量算法.北京邮电大学学报，2004，27（5）.

[2]范君晖.TCP/IP拥塞控制算法浅述[期刊论文]-上海工程技术大学学报，2004（3）.