电源开关电子教学论文

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一、探索在教学中自主合作性的电气教学

（一）主功率电路的电源开关设计

此设计电源的技术指标如下：开关的频率为5OHz±5%，效率大于85%，预定的最大占空比为Dmax=40%，输入电压Vin-=48（±20%），其中Vimin=43.2v，Vimax=52.8v，由此，可以算出:T=20us，Tonmax=8us，负载在10%至100%之间改变时，电压的调整率小于5%，输出功率为25瓦，允许的过载率为3%，输出电压的精度为正负0.5V，满载输出时，功率的因数大于0.99，纹波率小于等于1%。在解决问题的基础上，设计出主功率电路的各个参数。此设计选定单端反激式变换器为主功率电路拓扑，采用DCM模式工作。这次设计的高频变压器的绕组为一次侧初级绕组，初级匝数比为8，在最里层绕制，占空比的52%（保留12%裕度），当初级绕组后，必须使用绝缘胶带包好，副边的绕组最大功率地须贴近初级，使用分两层绕，每层两股，辅助输出须加减15V绕组、主输出±5V绕组以及供电给uC3842控制芯片的+12V馈电绕组。因为高频变压器需要留有空隙，绝缘带须均匀地绕在磁芯两边，以防止磁饱和增加电感量。选择MOS开关IRF640为功率开关，RIF640J就是第三代powerMOSFETs，其漏极的额定电流为18安培，导通时的电阻为0.15，耐压值为200伏特，优点是坚固耐用、降低导通阻抗、转换快速。为了保证MOS管的关断可靠，这次设计中还加入了一个R15作为下拉电阻，其组值为20K、IN474，中功率稳压值为18V的直插式稳压二极管。这次的设计为了避免开关管承受峰值电压过大而损坏，采用了与变压器原边并联的RCD缓冲器吸收电路中的由尖峰电压带来的能量。经计算后，C=1.2nF，R=1，8K，UF4007二极管，VR=200V，Iav=1A。滤波电容使用CBB1044和100F/63V、22100F/63F一起构成的输入端滤波电路，去消除整流输出中的电压纹波，使用CBB1044可以使直流电压更平稳，滤除高频分量。本设计中针对反激式开关电源中低压大的特点选用+5V的输出整流二极管RS560，VR=60V，IF=5A；整流二极管SR160，VR=60V，IF=1A。输出的纹波电压与反激式开关的电源输出之间关系密切，为了令+5V纹波电压＜50mV，+15V时候的纹波电压＜150mV，就要使滤波电路纹波率＜1%，所以选用了π型的滤波器；控制芯片uC3842的供电由12V滤波电路输入。

（二）上切换电路设计中的电源开关设计

为了使反激式电源开关保持高效率，需在分压限流电阻和控制芯片中间加入电切换电路。此设计可以使电源工作正常时，分压供电电阻不会一直维持在高耗能状态。

（三）U1.3842电源开关的电路外围设计

采用U1.3842的电流型脉宽调制器控制芯片，并利用高频变压器与电网隔离。这种组合控制器外围的电路比较简单，工作频率可高达500KHz，电压的调整率可达到0.01%，启动时的电流小于1毫安，工作电流为5毫安，是性能非常好的电流控制型的脉宽调制型芯片，而且该调制器管脚数量少，属于单端输出。计算出的工作频率为48.8KHz，根据时钟震荡电路中CT=4.7Nf，RT-7.5K，实验中功率留取一半作为余量，选用4个规格为0.25W、1.2的电阻并联为采样电阻，电容为3.9K。滤波及采样电路中，检流器件选用电阻。

（四）反馈电路的电源开关设计

电源开关的反馈电路设计非常重要，现在大多反激式开关设计都是用光耦PC817和TL431之间的电气隔离，实现反馈电压信号和控制芯片功能，但这样的电路电压输出的调整范围非常小，而笔者则拓展了这一范围。通过在以前的反馈电路光耦输出位置增加恒流源电路，使之吸收2mA的电流，便可实现分流总电流的目的，由此扩大光耦PC817的输出电流范围，输出电压的调节范围也就变大了，因为再经过信号LM358的放大，其中的误差也被放大，这样就因错误过大而失去了意义。所以恒流源电路直接设计在了UC3842的1脚上，就不会出现错误被放大导致控制精度的下降。也减少了反馈信号的输出时间，使电源的动态响应加快。经过改动后的电路调节范围比原有设计扩大了23%，使拓宽光耦的电流有效输入范围增大，输出电压调节范围增大。

二、总结

根据上面的数据，变压器的初级电流波形为I（P），次级的电流波形为1（m），原边电感与数个电容之间形成23%的震荡，使关闭开关管有震荡现象发生。所以这个位置的二极管必须使用结电容小的二极管。根据仿真图1，当V3大于V2时，辅助电线圈电压高于门限电压（LM393门），系统将改换为+12V，这时电源的性能好于传统方式，虽然电源的元件比较多、成本会提升，但线圈为控制芯片供电，负载条件差、精度要求高，这样的条件下是特别适合的。

作者：杜芳艳单位：陕西省神木职教中心